AN-2622: 选择ADI射频低噪声放大器

引言

图1展示了HMC8413的频率响应，它是一款10MHz至9GHz频段的低噪声放大器(LNA)。除增益和噪声系数外，图中还包含压缩特性、二阶失真与三阶失真等参数。HMC8413在超过六个倍频程的频段内，均呈现出平坦的频率响应。尽管LNA的噪声系数与频率范围至关重要，但图1中所示的其他所有参数，均可能对LNA在最终应用场景下的性能产生影响，这使得射频低噪声放大器(RF LNA)的选型过程颇具挑战性。此外，ADI公司的LNA产品组合中，仅通用型号就超过200款，要区分所有这些器件也并非易事。

本应用笔记旨在帮助RF电路设计人员理解ADI丰富多样的RF LNA产品系列，并从中筛选合适的器件。文中首先概述ADI的RF LNA产品系列，内容包括不同产品系列的相对推出时间（产品代际）及器件型号命名规则，紧接着会探讨影响 LNA 选型的各类关键因素。本文既可从头至尾完整阅读，也可作为特定主题的参考资料按需查阅。

耗尽模式LNA与单正电源增强模式LNA

ADI旗下LNA的一个核心差异点，在于偏置方式的不同；具体而言，是静态工作电流的设定方式不同。基于耗尽模式工艺制造的LNA，在栅极电压开路或栅极电压等于0V时，其漏极与源极（或 V_DD与接地端）之间的电阻几乎为0Ω（见图2）。 V_DD与接地端之间的低电阻特性，可通过欧姆表实际测量得出，但这种现象常被误判为器件已损坏或失效的标志。 要使主晶体管进入正常偏置工作状态，必须施加负栅极电压，通常在-0.5V至-2V范围内，且需严格遵循供电时序：必须在 V_DD开启前施加，同时在 V_DD 关闭后移除。

图3显示了典型增强模式LNA的应用电路。在此电路中，工作偏置电流通过在RBIAS引脚与VDD之间连接一个电阻来设定。ADI公司所有新型LNA均采用这种电路架构，对应的产品型号格式分为三类：HMC841X 、 ADL7XXX 和 ADL8XXX （例如，HMC8414、ADL7078和ADL8100）。这类LNA对上电顺序无严格要求，且无需负电源供电，因此使用难度低于耗尽模式器件。

此外，还有一类早期推出的LNA采用固定偏置设计：这类器件通常仅需单正电源供电，但其静态偏置电流为固定值，无法调整。

ADI公司的LNA产品系列

ADI公司的LNA产品系列，是由多年来自主研发及收购所得的多个产品系列整合而成。其中包含约200款器件，汇总信息如表1所示，表中按产品推出时间排序，新型器件及产品系列位于表格上方，早期器件则位于下方。

新型器件（例如型号为ADL8XXX、ADL7XXX及HMC8XXX系列的器件）通常具备宽频带特性，采用内部匹配设计，且仅需单正电源供电。其型号格式为AD7XXX、ADL8XXX、ADL9XXX、HMC840X和HMCH41X（例如：ADL7078、ADL8102、 ADL9005、HMC8402和HMC8411）。具体如图4所示。

型号格式为HMC8414及ADL811X的器件（例如ADL8112），是具备旁路模式与双向工作模式的LNA。这类器件在高动态范围接收器应用、双向雷达电路以及测试测量设备中颇具实用性（见图5中的示例）。

这些新型器件大多采用单正电源供电，其偏置电流通过外接电阻(R_BIAS)进行设定。

ADI商用航天级LNA系列在产品型号末尾标有-CSL（商用航天低轨）或-CSH（商用航天高轨）（见图6中的示例）。ADI旗下传统的全航天认证产品，型号以ADH开头，且以字母S结尾（见图7中的示例）。对于同时提供商用版本与航天认证版本的传统Hittite器件，二者的型号格式分别为HMCXXX和ADHXXXS。例如，HMC903LP3E与ADH903S这两个产品型号均对应HMC903这款工作频率为6GHz至17GHz的LNA。

TADL57XX系列为单端输入、差分输出的LNA（例如ADL5721）。图8中显示了一款典型器件。该系列器件的工作频率为6GHz至24GHz，设计用途是驱动具有差分输入的射频混频器及射频采样模数转换器(ADC)，例如ADI公司的混合信号前端(MxFE)系列产品。这类硅基器件均采用内部匹配设计，且支持单正电源供电。

产品型号为四位或五位数字的MAX系列器件（例如MAX2657和 MAX12000）属于早期产品系列，大多针对特定应用场景开发，如汽车调频(FM)收音机、全球定位系统(GPS)及全球导航卫星系统(GNSS)接收器。这类硅基器件同样具备内部匹配设计，且支持单正电源供电（见图9中的示例）。

HMC-ALHXXX-DIE系列（如HMC-ALH216-DIE）属于早期产品，仅提供裸片形式，其频率覆盖范围为500MHz至86GHz（见图10中的示例）。该系列器件采用内部匹配设计，但需施加负栅极偏置电压。

型号为三位数字的LNA（例如HMC311ST89）及HMC1XXX和ADL55XX，均属于规模较大的早期通用型产品系列（见图11中的示例）。其中大部分（但并非全部）具备内部匹配设计。此外，多数器件需负栅极电压供电，剩余部分则采用单正电源供电且静态偏置电流固定。

在ADI公司的200款LNA器件中，约有70款提供裸片形式。裸片器件的功能与封装版本一致，但未采用集成电路(IC)封装。相较于同型号封装器件，裸片形式的LNA通常具有略高的增益、更宽的带宽及更低的噪声系数。裸片形式的LNA型号命名规则并不统一，例如，ADL8106CHIPS、HMC1040-DIE和 HMC1127均为裸片型LNA的型号。如需筛选并区分所有适用器件，可使用ADI公司的参数搜索工具，并通过封装选项进行分类筛选。

基于器件年代与生产状态的选型方法

在选择LNA时，建议确认器件的推出年代及其生产状态。此类信息可在器件产品页面或参数搜索表格中查询。其中，量产日期指该器件正式进入大规模生产的时间。通常情况下，建议优先选择满足技术需求的最新款器件。表2列出了各类生产状态标识及其含义。

LNA、增益模块与驱动放大器

在业界，低噪声放大器(LNA)、增益模块与驱动放大器这三个术语应用广泛，但定义并不明确。其中，LNA的构成缺乏统一公认的标准。例如，器件需满足何种噪声系数阈值才能被称为LNA，目前并无定论。

增益模块通常被理解为一类低功率射频放大器，具备内部匹配设计，且工作频率范围较宽（例如至少覆盖五个倍频程）。

ADI公司的多款LNA符合增益模块的特征。驱动放大器主要用于驱动ADC或射频功率放大器。在这两种情况下，输出指标（例如三阶截距(OIP3)、二阶截距(OIP2)和压缩(OP1dB)）对最终应用的性能都有着重要影响。从ADI公司的LNA产品系列来看，多款LNA的输出相关指标表现优异，因此也可作为驱动放大器使用。这意味着，在筛选器件时，应更多关注器件是否符合目标性能指标，而非所定义的类别。这些指标将在后续章节中进一步探讨。

低噪声放大器的选型标准

频率范围

LNA的规定频率范围是指ADI判定该器件能够稳定正常工作的频率区间。规定频率范围主要依据器件的增益、噪声系数及回波损耗随频率变化的特性来确定。当超出规定频率范围时，这些特性通常会平缓劣化。此外，在一些数据手册及S参数数据集中，会包含超出规定频率范围时的数据，终端用户可据此判断并决定是否在规定范围外使用该器件。图12展示了HMC8413（一款10kHz至10GHz频段的LNA）的增益及回波损耗随频率变化的曲线。该图的频率刻度被调整至12GHz，以便清晰呈现器件在10GHz以上频率的特性表现。

由于多数器件采用内部宽频带匹配设计，通常无法通过外部匹配电路来扩展频率范围。对于需外接漏极偏置电感的宽频带器件（如HMC8413），电感的选型可能会导致其工作频率范围缩小。The AN-2061：应用笔记，采用0402 SMD元件的宽带偏置T型网络设计详细阐述了该主题。该应用笔记介绍了一款贴片式偏置T型网络电路，该电路在20GHz以上频段仍具备平坦的响应特性，适用于需要外接偏置电感的宽带放大器（偏置T型网络是一种用于提供直流偏置电流与交流耦合的电路，由一个串联电容和一个并联电感组成，其中并联电感通常连接至正电源）。

增益

LNA通常具有固定增益。如需获得精确增益，最切实可行的方法是选择增益略高于需求的放大器，随后在电路中增加衰减环节。要实现衰减，可通过以下方式：在放大器的输入端和/或输出端采用T型衰减器（一种基于电阻的衰减器，由一个串联电阻、一个并联电阻及另一个串联电阻构成）或Pi型衰减器（一种基于电阻的衰减器，由一个并联电阻、一个串联电阻及另一个并联电阻构成），或在信号链路中加入数字步进衰减器(DSA)。如果LNA位于信号链路的起始端或靠近起始端（此位置其噪声系数影响显著），则任何用于降低增益的衰减环节都必须置于LNA之后。

调整偏置电流对增益的影响较小，通常不应将其用作增益控制手段。一般而言，需大幅改变偏置电流才能使增益产生相对微小的变化，且这种偏置电流调整对放大器的压缩特性和失真度影响更大。

电流消耗、 I_DQ和 I_DD

ADI公司最新的LNA数据手册中，对静态电流消耗与动态电流消耗进行了区分。静态电流(I_DQ)指放大器处于偏置导通状态但无射频信号输入时的电流消耗；动态电流消耗(I_DQ)指放大器有射频信号输入时的电流消耗。通常情况下，I_DD通常大于I_DQ，但并非所有场景均如此。在设计电源管理系统时，务必预留足够的电流余量，以支撑预期的最高射频输出功率。这其中包括有源偏置控制电路，此类电路的持续偏置电流必须设定在能支撑最大预期输出功率的水平。图13展示了ADL8107（一款工作频率为6GHz至18GHz的LNA）的电流消耗、增益、输出功率及功率附加效率(PAE)随输入功率变化的关系。在这种情况下，该器件的静态电流(I_DQ)为90mA；当输入功率与输出功率分别达到+5dBm和+20dBm时，动态电流(I_DD)达到最大值123mA。需注意，I_DD随输出功率变化的特性，通常会随信号频率的不同而改变。

噪声系数

除频率范围外，LNA的噪声系数是最关键的指标之一。数据手册的首页会标注典型的噪声系数；规格表中会列出不同特定频率下的噪声系数；而数据手册的“典型性能参数”章节，则会提供噪声系数随频率及其他变量变化的曲线。

随着频率升高，噪声系数通常会逐步劣化；随着频率降低，噪声系数往往会逐渐改善，但在某一断点频率（通常为几十或几百兆赫兹(MHz)）后会急剧上升。由于ADI公司的多数LNA采用内部匹配设计，因此无法通过外部匹配电路改善上述噪声系数性能。

对于具有可调供电电压范围的器件（例如3V或5V），调整供电电压可能会影响其噪声系数。此外，调整偏置电流对噪声系数可能有影响，也可能没有影响。图14展示了噪声系数随频率和偏置电流变化的典型曲线。在此情况下，ADL8140（一款工作频率为10GHz至18GHz的LNA）的偏置电流从20mA增至45mA时，其噪声系数改善约0.3dB；在偏置电流保持35mA不变的情况下，将该器件的供电电压从1.2V调整至3.5V，仅使噪声系数改善0.1dB。然而，也有部分器件的噪声系数不会因供电电压或偏置电流的调整而产生明显变化。因此，最稳妥的做法是查阅器件的数据手册，以了解该器件的具体特性表现。

残余相位噪声

残余相位噪声是衡量放大器自身引入相位噪声大小的指标。对于用作本地振荡器缓冲器或用于雷达接收机的放大器而言，残余相位噪声是关键指标，因为放大器可能会向系统引入相位噪声，进而降低系统灵敏度。残余相位噪声的测量方式为：观测放大器输出端的相位噪声，并抵消掉驱动放大器的输入信号本身所含的相位噪声。残余相位噪声通常会随放大器的射频输出功率水平变化。相较于放大器工作在远离压缩区的状态，当输出功率处于压缩区或饱和区时，残余相位噪声往往会有所改善，但这种特性并非所有放大器都具备。

对于较新型号的器件，其数据手册中通常会以曲线形式呈现残余相位噪声，涵盖多个频率点，且测试条件包括P_SAT（饱和输出功率）、OP1dB（1dB压缩点输出功率，单位为 dBm），以及输出功率比压缩点回退约10dB的情况。图15展示了此类曲线的一个示例。在此情况下，残余相位噪声随输出功率的升高而改善；但在饱和状态下，相较于压缩状态，部分频率偏置处的相位噪声会略有劣化。需注意，在1MHz以上偏置频率处观察到的相位噪声明显升高，很可能是测试系统中源相位噪声抵消不完全所导致的测量偏差，而非器件本身的真实特性。

二阶和三阶交调

二阶与三阶交调点通常分别称为OIP2（输出二阶交调点，单位dBm）和OIP3（输出三阶交调点，单位dBm），是衡量器件产生二阶交调产物（F1+F2、F1−F2）和三阶交调产物（2F1−F2、2F2−F1）水平的指标。对于ADI公司的LNA，OIP2和OIP3的测量通常采用以下条件：两个输入载波的频率间隔为1MHz，输入功率水平通常比1dB压缩点低10dB至20dB。该功率水平会在规格表中明确标注，部分数据手册还会提供不同功率水平下的IP3和IMD3数据（单位分别为dBm和dBc）。

二阶与三阶谐波

在宽带应用中，或在LNA驱动ADC的应用场景中，二阶与三阶谐波的幅度可能具有重要意义。ADI公司的部分数据手册会包含二阶与三阶谐波随频率变化的曲线，但多数并未提供此类曲线。当无法获取谐波数据时，可利用二阶与三阶交调规格，通过以下公式估算二阶与三阶谐波的幅度：

其中：

P_O是基波功率，单位为dBm。

OIP2和OIP3分别是二阶和三阶交调点，单位为dBm。

请注意，HD2指二阶谐波，单位为dBc；HD3指三阶谐波，单位为dBc。

压缩与饱和度

向射频放大器施加的射频输入功率逐渐增大时，其输出功率会先呈线性比例上升，随后进入压缩状态。1dB压缩点是指射频输出功率与增益均比线性状态下低1dB时的工作点。ADI公司通常会标注输出端1dB压缩点（即OP1dB）。输出端压缩点与输入端压缩点(IP1dB)的关系可通过以下公式表示：

当射频输出功率不再随输入功率的增大而变化时，器件即达到输出饱和点(P_SAT)。对于砷化镓(GaAs)器件与硅基器件，其P_SAT通常比压缩点高1dB至3dB（而氮化镓(GaN)器件的OP1dB与PSAT差值往往更大）。

对于供电电压可调节的LNA（例如支持3.3V和5V两种工作电压的LNA），通常供电电压越高，其OP1dB和 P_SAT也越高。对于偏置电流可调节的器件（无论是通过负栅极电压调节，还是通过偏置电阻(R_BIAS)调节），偏置电流的设定会对OP1dB产生显著影响，通常偏置电流越大，OP1dB越高。示例如图16所示。

尽管提高供电电压通常会使P_SAT升 高 ，但 P_SAT与偏置电流的关系会因器件型号不同而存在差异。在部分器件中，增大偏置电流也会使P_SAT升高；但对于另一些器件，其P_SAT对偏置电流增大的响应并不明显。示例如图17所示。

过驱恢复

过驱恢复是衡量放大器被深度驱动至饱和状态后，恢复正常工作所需速度的指标。在此情况下，射频输入功率需足以使放大器进入饱和状态，但不得超过射频输入功率的绝对最大额定值。若要测量过驱恢复，可以交替切换输入信号电平：先输入高功率信号（常称为阻塞信号）使放大器进入饱和状态，随后输入低功率信号（通常为不同频率）使放大器恢复线性工作；之后测量输出信号从深度饱和状态切换回线性工作状态所需的时间。

当阻塞信号存在时，测得的放大器输入输出增益会显著降低；一旦移除阻塞信号，输入输出增益最终会恢复至其规定的小信号增益水平。过驱恢复时间通常定义为：从移除阻塞信号到增益恢复至小信号增益值90%所需的时间。

过驱恢复时间通常会随阻塞信号的电平变化而变化。因此，数据手册中通常会提供过驱恢复时间随阻塞电平变化的曲线，而非在规格表中给出具体数值（示例见图18）。一般而言，数据手册仅包含一幅过驱恢复曲线，且该曲线是在单一频率下测得的。对于宽带器件，其过驱恢复特性不会随频率、供电电压或偏置电流设定而显著变化。

使能/禁用响应时间

在部分对功耗敏感的应用中，需在LNA闲置时将 LNA禁用。部分新型LNA（如ADL8108）配备数字 输入引脚，通过该引脚可分别实现器件的上电（响 应时间15ns）与关断（响应时间10ns）。若器件无 此专用数字引脚，可将RBIAS引脚用作使能/禁用控 制引脚。但受器件架构影响，其使能/禁用响应时 间可能存在差异。如需更深入的详细说明，可参考 AN-2599：应用笔记， 将单正电源射频放大器的RBIAS引脚用作快速使能/禁用输入。

输入承受能力与最大射频输入功率

尽管噪声系数和输入灵敏度是射频接收器最关键的指标，但输入承受能力也同样重要，尤其在雷达、电子战等应用场景中，利用高功率信号进行蓄意干扰的情况十分常见。LNA的输入承受能力以dBm为单位，标注在数据手册的“绝对最大额定值”章节中。在产品说明中，能够承受较高输入功率的LNA会被明确称为“高输入承受能力器件”。

当射频输入信号为脉冲信号时，LNA的输入承受能力通常会略高一些（一般高1dB至3dB）。不过，器件数据手册通常不标注“输入承受能力随脉冲输入功率变化”的特性；若有标注，相关信息也会包含在“绝对最大额定值”章节中。

静电放电(ESD)额定值

有关LNA的ESD敏感性的信息，可在数据手册的“ 绝对最大额定值”章节中找到。大多数数据手册仅提供人体放电模型(HBM)规格。表3汇总了不同HBM ESD等级对应的电压额定值。例如，若某器件的额定等级为1A级，表明该器件可承受250V的HBM脉冲，而会被500V的HBM脉冲损坏。如果数据手册中未包含ESD等级，则默认该器件的额定等级为0级。

热阻

集成电路的热阻，是衡量芯片内部产生的热量向外界散发难易程度的指标。对于大多数新型LNA而言，其芯片安置在金属散热块上，该金属散热块在器件的底部外露（见图19）。因此，热量的主要传导路径为：芯片→金属散热块→印刷电路板(PCB)。这一传导路径的前提是：器件的金属散热块需与PCB顶层的金属焊盘实现良好的热接触，且该金属焊盘需具备后续的热传导通道（例如贯穿电路板、可连接至散热器的过孔）。在这种情况下，从芯片到空气（即通过封装顶部，或从芯片到引脚）的热传导量极少。因此，大多数射频放大器的数据手册仅标注结至外壳热阻抗。

结至外壳热阻抗较高并不一定意味着存在问题。热阻抗计算的最终目的，是确认芯片温度未超过其规定的最高结温（对于GaAs放大器，最高结温通常为175°C）。结温的计算公式如下：

例如，若结至外壳热阻抗(θ_JC )为100°C/W、功耗为 100mW，且外壳温度处于其最高温度85°C时，则 芯片结温为95°C。在此情况下，尽管器件热阻抗较 高，但由于功耗相对较低，结温仍处于安全水平。 有关该主题的更多详细探讨，可参考 AN-2591：应用笔记，关于射频放大器集成电路的长期可靠性，首先关注芯片结温 。

由于大部分热量是通过封装底部传导至PCB的，因此散热器通常会安装在PCB的下表面。虽然也可在封装的上表面加装散热器，但通常收效甚微。这是因为，结至外壳（上表面）的热阻抗远高于结至外壳（下表面）的热阻抗(θ_JC)。

供电要求和时序

基于耗尽型工艺和增强型工艺开发的LNA，在一个关键方面存在差异：耗尽模式器件需要负栅极电压供电，而增强模式器件无需负栅极电压。由于这一点对供电设计具有显著影响，因此在选择器件时，必须将其纳入考量范围。

图20展示了增强模式LNA的典型电源管理电路。在该示例中，采用LT8607降压稳压器将12V供电电压降至5.5V，随后该5.5V电压被输入至LT3042低压差(LDO)线性稳压器；LT3042会生成低噪声的5V输出，并抑制来自降压稳压器的开关杂散信号。LT8607降压稳压器的最大输入电压可达42V，输出电流最高可至750mA；LT3042低压差线性稳压器的输出电流最高可至200mA。如需将供电电压设计为总线电源，为多个元件供电，则可选用更大电流的器件：LT8608与LT8609降压稳压器的最大输出电流分别为1.5A和3A，且这两款器件与LT8607的引脚兼容。此外，与LT3042引脚兼容的LT3045线性稳压器，其输出电流最高可至500mA。

图21展示了ADL8106（一款18GHz至54GHz频段的 LNA）的应用电路。在该电路中，HMC920有源偏 置控制器用于生成正电源电压(VDD)与负栅极电压(VGG)。该有源偏置控制器可实现这两种电压的安全时序控制，并使用负反馈来调节栅极电压，直至电路中流过设定的目标漏极电流。此电流由连接至HMC920的一颗电阻（原理图中的R4）设定，且该电流值需设定为足以覆盖应用场景中预期的最大漏极电流（持续流过，本例中设定为140mA）。HMC920的工作电源电压范围为5V至16.5V，可生成3V至15V的漏极电压；其栅极电压的可调范围为0V至-2.5V，漏极电流的设定范围则为0mA至500mA。

除有源偏置控制电路外，也可采用固定负电压发生器（例如ADP5600，搭配正电压LDO）为器件供电。但出于多方面原因，这种方案并不推荐。固定栅极电压意味着漏极电流会受器件个体差异的影响。漏极电流与诸如压缩特性和失真特性等关键规格的关联度，远高于栅极电压与这些规格的关联度。若向多个器件施加相同的栅极电压，每个器件的漏极电流都会存在细微差异。有关这一点的更多内容，可参考AN-1363：应用笔记，使用有源偏置控制器满足外偏置射频/微波放大器的偏置需求。因此，对多个器件而言，确保它们具有相同的漏极电流，比确保相同的栅极电压更重要。此外，时序控制也需格外注意。务必利用负栅极电压发生器的电源正常(PG)输出信号，来控制正电源的启动与使能。这样可确保栅极电压先于漏极电压建立。

外部元件数量

除了必要的电源管理电路外，LNA所需的外部无源元件数量也是一项重要考量因素。外部交流耦合电容与偏置电感可能是必需的，也可能已集成在器件内部。通常而言，器件覆盖的倍频程范围越宽，就越可能需要外部交流耦合电容与偏置电感。例如，HMC8412的工作频率范围为400MHz至11GHz，其内部已集成交流耦合电容与偏置电感；而ADL8101的工作频率范围为10KHz至22GHz，却需要两个外部电容与一个偏置电感。有关宽带外部偏置网络的设计细节，可参考AN-2061：应用笔记， 采用0402 SMT元件的宽带偏置T型网络设计。如果器件需要在千赫兹(KHz)频段工作，则需使用物理尺寸更大的元件。

挑选LNA时，还需考虑是否需要外部匹配元件。ADI公司的大多数LNA采用内部匹配设计，但部分器件为保证稳定性或改善输入/输出回波损耗，仍需外部匹配元件。

一个常见问题是：器件能否在电源去耦电容数量少于数据手册规定数量的情况下正常工作？数据手册的“基本连接电路”中所示的电源与栅极电压去耦电容，对应着器件性能表征与质量验证时所采用的电路配置。如果需要减少电容数量，建议先移除或合并距离器件最远的最大容量电容，同时验证此举是否对器件的噪声特性或稳定性产生影响。

通常情况下，每个VDD和VGG引脚都应至少连接一个电容。

仿真模型的可用性

ADI公司在所有LNA的产品页面上均提供了s参数。对于最新款器件，其s参数数据还涵盖了多温度条件下的测量结果。除非s参数头文件中另有说明，否则s参数的测量均基于评估板的输入连接器至输出连接器完成，且对增益（S21参数）进行了标量校正，以补偿输入与输出走线的损耗。图22展示了ADL8102（一款1GHz至22GHz的LNA）s参数数据集的部分内容。

ADI 公司还提供可用于Keysight Genesys 和SystemVue的系统参数模型。这类模型除了包括s参数数据外，还整合了噪声系数、压缩、OIP2、OIP3和 P_SAT。图23展示了ADL8102系统参数数据集的部分内容。最新的系统参数模型库可通过 www.analog.com/sys-parameters下载。对于最新款器件，其s参数压缩包中还包含一个.csv格式文件，该文件涵盖噪声与失真数据，可用于在其他仿真平台中构建非线性模型。AN-2560：应用笔记， AN-2560：应用笔记，使用Genesys与SystemVue系统参数模型在Keysight ADS中创建Amplifier2模型介绍了将系统参数模型转换为AMP2非线性模型所需的步骤，转换后的模型可用于Keysight的先进设计系统(ADS)。

与数据手册中的图表类似，s参数和系统参数数据集所提供的数据范围，往往会超出器件规格书中规定的频率范围。

LNA选型清单

可按照以下清单逐步明确需求、缩小选型范围，最终选出最符合自身需求的器件。

1. 可通过以下参数明确终端应用的核心规格要求：
   • 增益
   • 频率范围
   • 噪声系数
   • OIP3、OIP2
   • 电源电压与电流消耗
2. 确定应用需要的是裸片还是封装器件。
3. 使用ADI公司官网的产品选型工具，将候选器件范围缩小至四到五款。尽量选择标注为“量产中”或“推荐新设计使用”的器件，避免选择“新设计不推荐使用该产品”或“最后一次采购”的器件。
4. 从器件数据手册中确认次要规格的数值，包括：
   • 射频输入功率承受能力
   • 过驱恢复时间
   • 残余相位噪声
   • ESD额定值
5. 如果打算进行仿真，可从器件产品页面下载 s参数。对于Keysight Genesys和SystemVue用户，可通过www.analog.com/sys-parameters下载最新的系统参数库。
6. 最终确定所选器件。

结论

ADI公司拥有丰富的LNA产品系列。如需缩小选型范围，建议优先关注单路正电源供电的最新款器件（且需满足量产状态为“推荐新设计使用”或标注为“量产中”）。这类器件操作简单，仅需搭配少量外部无源元件即可正常工作。如果所选的LNA需要负栅极电压供电，可通过HMC920实现偏置电路设计与安全时序控制。

参考文献

Ivan Soc、Eamon Nash，AN-2061: 采用 0402 SMT元件的宽带偏置T型网络设计，ADI公司，2024年。

Ivan Soc、Eamon Nash，AN-2591: 关于射频放大 器集成电路的长期可靠性，首先关注芯片结温，ADI 公司，2024年。

Jim Bedrosian、Eamon Nash， AN-2560: 使用 Genesys与SystemVue 系统参数模型在Keysight ADS中创建Amplifier2 模型，ADI 公司，2023年。

Kagan Kaya，AN-1363: 利用有源偏置控制器满足外部偏置射频/微波放大器的偏置要求ADI公司，2022 年。

Dorant Smith，AN-2599: 将单正电源射频放大器的RBIAS 引脚用作快速使能/禁用输入，ADI 公司，2024 年。

作者

Eamon Nash

Eamon Nash是ADI公司RF产品部的应用工程经理。他已在ADI公司工作了20多年，最初他是一名混合信号和DSP产品现场应用工程师，后来成为无线应用领域分立式RF器件应用工程师。