简介

在“为工业4.0启用可靠的基于状态的有线监控——第1部分”一文中，我们介绍了ADI公司的有线接口解决方案，该方案帮助客户缩短设计周期和测试时间，让工业CbM解决方案更快地进入市场。本文探讨了多个方面，包括选择合适的MEMS加速度计和物理层，以及EMC性能和电源设计。此外，还包括第一部分介绍的三种设计解决方案和性能权衡。本文为第二部分，着重介绍第一部分展示的SPI至RS-485/RS-422设计解决方案的物理层设计考量。

为MEMS实现有线物理层接口的常见挑战包括管理EMC可靠性和数据完整性。但是，在RS-485/RS-422长电缆上分布SPI之类的时钟同步接口，同时在相同的双绞线（虚假电源）上部署电源和 数据时，会带来更多挑战。本文讨论以下关键问题，并就物理层接口设计提供建议：

• 管理系统时间同步
• 推荐的数据速率与电缆长度
• 适用于共用电源和数据架构的滤波器设计和仿真
• 虚假电源结构中的无源元件性能权衡
• 元件选择和系统设计窗口
• 试验性测量

时间同步和电缆长度

设计SPI至RS-485/RS-422链路时，电缆和元件会影响系统时钟和数据同步。在长电缆中传输时，SCLK信号会在电缆中产生传播延迟，100米长的电缆会延迟约400ns到500 ns。对于MOSI数据传输，MOSI和SCLK会被电缆延迟同等时间。然而，从从机MISO发送到主机的数据会出现两倍传播延迟，因而不再与SCLK同步。可能的最大SPI SCLK基于系统传播延迟设置，包括电缆传播延迟，以及主机和从机元件传播延迟。

图1展示系统传播延迟如何导致SPI主机上出现不准确的SPI MISO采样。对于没有采用RS-485/RS-422电缆的系统，MISO数据和SPI SCLK会以低延迟或无延迟同步。对于采用了电缆的系统，SPI从机上的MISO数据与SPI SCLK之间存在一个系统传播延迟，如图1中的tpd1所示。回到主机的MISO数据存在两个系统传播延迟， 如tpd2所示。当数据由于电缆和元件传播延迟而右移时，会发生不准确的数据采样。

为了防止出现不准确的MISO采样，可以缩短电缆长度、降低SPISCLK，或者在主控制器中实施SPI SCLK补偿方案（时钟相位偏移）。理论上，系统传播延迟应该小于SCLK时钟周期的50%， 以实现无错通信；在实践中，可以将系统延迟限值确定为SCLK的40%，这可以作为一般规则。

图2针对 1.¹ 部分中描述的两个SPI至RS-485/RS-422设计提供SPI SCLK和电缆长度指南。这种非隔离设计使用了ADI公司具备高速EMC稳健性的小型RS-485/RS-422器件(ADM3066E 和 ADM4168E)。这种 隔离设计还采用了ADI公司的 iCoupler^®信号和电源隔离ADuM54011器件，可以为SPI至RS-485/RS-422链路提供更高的EMC稳健性和抗噪声干扰性能。这种设计会增加系统传播延迟，导致不可在更高的SPI SCLK速率下运行。在更长的电缆（超过30米）中传输时，强烈建议增加隔离，以帮助消除接地回路和EMC事件的影响，例如静电放电(ESD)、电快速瞬变脉冲群(EFT)，以及与数据传输电缆耦 合的高压浪涌。当电缆长度达到或超过30米时，隔离和非隔离设计的SPI SCLK和电缆长度性能相似，如图2所示。

虚假电源

B背景知识

虚假电源将电源和数据部署在一根双绞线上，在主机和从机之间实现单电缆解决方案。将数据和电源部署在同一根电缆上，可以在空间有限的边缘传感器节点上实现单连接器解决方案。

电源和数据通过电感电容网络分布在单根双绞线上，具体如图3所示。高频数据通过串联电容与数据线路耦合，可以保护RS-485/RS-422收发器免受直流总线电压影响，如图3a所示。图3所示为 通过连接至数据线路的电感连接至主机控制器的电源。如图3b所示，5V直流电源对交流数据总线实施偏置。在图3c中，电流路径显示为从机和主机之间的I_PWR，使用电缆远端基于状态监控(CbM)的从机传感器节点上电感从线路中获取电源。

高通滤波器

在本文中，假设将虚假电源电感电容网络部署到两根电缆中，这会部署SPI MISO信号的RS-485/RS-422转换。图4描述主机和从机SPI至RS-485/RS-422的设计，以及SPI MISO数据线的虚假电源滤波器电路。滤波器电路采用高通电缆，所以要求传输的数据信号不能包含直流内容或极低频率的内容。

图5所示为二阶高通滤波器电路，这是对图4的简化演示。RS-485/RS-422发射器的电压输出标记为 V_TX，R1具备15Ω输出电阻。R2为30 kΩ，是RS-485/RS-422接收器的标准输入电阻。电感(L)和电容(C)值可以选择，以匹配所需的系统数据速率。

选择电感(L)和电容(C)值时，需要考虑最大的RS-485/RS-422总线压降和压降时间，如图6所示。存在一些标准，例如对于单根双绞线以太网2，指出的最大可允许压降和压降时间如图6a所示。 对于有些系统，最大的可允许压降和压降时间值可能更大，受信号极性交越点限制，如图6b所示。

压降和压降时间可与图5中的仿真配对，以确定系统的高通频率。

对于衰减出色的系统，高通滤波器截止频率和压降要求之间的关系如公式1.³所示

在SPI至RS-485/RS-422通信系统中增加虚假电源时，很显然可允许的最低SPI SCLK速率会受虚假电源滤波器元件限制。

为了实现不含位错误的可靠通信，需要考虑最糟糕场景下的最低SPI SCLK，例如，当所有的SPI MISO采样位处于逻辑高电平时，如图7所示。如果所有的MISO采样位都处于逻辑高电平，会 导致位数据数率低于系统SPI SCLK。例如，如果SPI SCLK为2 MHz，且所有16个位都处于逻辑高电平，那么虚假电源LC滤波器网络的速率相当于125 kHz的SPI MISO位数率。

如“时间同步和电缆长度”部分所示，电缆长度越长，需要的SPI SCLK速率越低。但是，虚假电源会限制最低的SPI SCLK速率。要平衡这些对立的要求，就需要小心选择和确定无源滤波 器元件的特性，尤其是电感。

无源元件选择

在选择合适的功率电感时，需要考虑许多参数，包括足够的电感、额定/饱和电流、自谐振频率(SRF)、低直流电阻(DCR)和封装尺寸。表1提供选择的功率电感和参数。

额定电流需要满足或超过远程供电的MEMS传感器节点的总电流要求，额定饱和电流需要更大。

此电感不会给交流数据造成高于其SRF的高阻抗，在达到某个点之后，会开始呈现电容性阻抗特性。选择的电感SRF会限制在SPI至RS-485/RS-422物理层上使用的最大SPISCLK，如图1所示。在长电缆上使用时，可能不会接触到SRF电感；例如，电缆超过10米时，可能无法达到11 MHz SPI SCLK速率（产品型号为744043101的 SRF）。在其他情况下，在长电缆上运行时，电感SRF可能达到更低的SPI SCLK速率（2.4 MHz、1.2 MHz）。如前所述，在虚假电源 滤波器网络中使用时，电感也会限制可允许的最低SCLK速率。

值更大的电感可以采用12.7 mm × 12.7 mm封装，值更小的电感可以采用4.8 mm × 4.8 mm封装。

表2显示在通过权衡这些对立要求，以最小化电感尺寸时，会因为物理限制（内部绕组）等受到限制。

选择合适的直流电压隔离电容时，受限因素包括瞬态过电压额定值和直流电压额定值。直流电压额定值需要超过最大的总线电压偏置值，具体如图3所示。电路或连接器短路时，电感电流会失 衡，会被端电极阻抗消耗。出现短路时，需要设置隔直电容的额定值，以实现峰值瞬态电压。例如，在低功率系统中，电感饱和电流约为1 A时，对应的隔直电容额定值至少为直流50 V。⁴

系统实现

设计窗口和元件选择

在RS-485/RS-422长电缆上使用SPI之类的时钟同步接口，同时在相同的双绞线（虚假电源）上部署电源和数据时，存在多种设计限制，具体如图8所示。可允许的最小SPI SCLK由虚假电源滤 波器元件设置，即SPI数据线上的高通滤波器数据。最大的SPISCLK由虚假电源电感自谐振频率(SRF)或系统传播延迟设置，以SPI SCLK值更低者为准。

表3提供建议使用的电感和电容值，对应的最小SPI SCLK通过模 拟图5确定，使用图6和公式1作为指导。其中，假设 V_DROOP 为 V_PEAK的99%。最小的SPI SCLK也会考虑最糟糕的场景，如图7所示，其中所有数据突波位都处于逻辑高电平。对应的电缆长度根据图2预估。最大SPI SCLK由系统传播延迟或电感SRF值设置。

下面是一个计算示例。

要确定最大SPI SCLK：

• 指明系统所需的电缆长度。在本例中，我们选择使用10米长的RS-485/RS-422电缆。
• 使用图2确定系统可允许的最大SPI SCLK。电缆10米长时，约采用2.6 MHz SPI SCLK。将最大SPI SCLK降低10%，以获取LC元件容差，从而提供2.3 MHz SPI SCLK。可允许的最大SPI SCLK也可能受选择的电感的SRF限制。

T要确定最小SPI SCLK：

• 考虑SPI协议，其中MISO线路上的所有位都处于逻辑高电平。在本例中，我们选择使用16位SPI协议，其中会在32 SCLK瞬态期间对16位SPI MISO数据采样。如果所有16位都处于逻辑高电平，那么有效位的速率为2.3 MHz / 32 = 72 kHz。
• 按照图5，在V_TX上的方波为72 kHz时，可以使用多个L和C值来模拟电缆V_RX X远端上的电压波形。在电缆长度增加时，电感值和电感封装尺寸会增加。电容值也会增加。
• L和C值的选择可变，具体由所需的压降设置决定，如图6所示。在本例中，假设 V_DROOP = V_PEAK × 99%.
• 在 V_TX 上使用100 µH电感、3.3 µF电容和72 kHz方波时，会产生7 µs T_DROOP of 7 µs, 其中 V_DROOP = V_PEAK × 99%.
• 6 µs至7 µs T_DROOP 相当于2.3 MHz至2.6 MHz SPI SCLK。
• 如果选择100 µH (744043101)电感，2.6 MHz SPI SCLK低于11 MHz电感SRF。

如果使用100 µH电感和3.3 µF电容，可以最大限度减小元件的PCB面积。使用更大的电感时，例如1000 µH或2200 µH，元件的PCB面积可能增大3倍。最大的SPI SCLK理论值由电感SRF设置，这实际上是不可能的，例如，在11 MHz时在没有时钟补偿的系统中使用100 µH (744043101)。

如果使用更大的电感，例如2200 µH，网络需要更多电容和电阻来衰减系统谐振。额外的元件用蓝色表示，在图9中标记为R_DAMP (1 kΩ)和 C_DAMP (47 µF)。

实验设置

图10所示为ADI公司的有线CbM评估平台，因此被称为Pioneer 1。此系统使用第一部分所示的SPI至RS-485/RS-422设计解决方案。Pioneer 1也包括 ADcmXL3021 宽带宽、低噪声、三轴MEMS加速度计，将高性能和多种信号处理功能结合到一起，以简化 CbM系统中的智能传感器节点开发。SPI至RS-485/RS-422从机将ADcmXL3021 SPI输出通过10米电缆返回到主机控制器，以实施振动数据分析。SPI至RS-485设计使用虚假电源100 µH电感和3.3 µF电容来最小化从机接口解决方案的尺寸，该方案的大小为26 mm ×28 mm（不包括接口连接器）。

虚假电源线上的交流数据波形

虚假电源线上的交流数据波形图11和表4显示在SPI主机和从机上，以及在RS-485/RS-422差分电压总线上测量的电压。这些电压使用图10中的示例应用设置测量。模拟信号1（黄色）和2（蓝色）是表示MISO信号（紫色）的总线压差，在SPI从机输出端测量。数字信号4（黄色）显示在主机控制器上采样的MISO。SPI主机上的MISO信号与SPI从机上的MISO的极性和相位匹配，且无传播延迟。

虚假电源线上的直流正确性

图12表示ADcmXL3021正常模式，其中包括SPI协议，该协议在MISO上发送16位数据突波，之后空闲一段时间（最短16 µs），然后再发送另一个16位数据突波。

在虚假电源网络中，使用100 µH电感和3.3 µF电容：

• 在帧末尾(EOF)，RS-485/RS-422总线电压衰减回到稳定的直流状态。
• 空闲期直流稳定状态要求差分电压RS-422 B-A > 500 mV，用于反映ADcmXL3021 MISO高阻状态，以及确保ADM4168E收发器输出上提供逻辑0。如图4中的滤波器电路所示，如果使用500 Ω电阻，即可确保这个空闲状态的正确性。
• 下一个帧起始(SOF)将从低电平正确瞬变到高电平，或者保持低电平，具体由ADcmXL3021的MISO数据输出决定。
• 空闲期RS-485/RS-422总线稳定状态不与SPI SCLK边缘对应，所以随机噪声不会影响这段时间内的SPI MISO数据采样。

在虚假电源网络中，使用1000 µH电感和4.7 µF电容：

• ADcmXL3021 MISO输出之后依次出现EOF、空闲期和SOF，在空闲期，总线电压电平不会衰减回到500 mV最低直流稳定状态。可能出现一定的电压电平衰减，但不会衰减到500 mV。

有线评估解决方案

ADI公司开发出Pioneer 1有线系统评估解决方案，以支持ADcmXL3021三轴MEMS加速度计。如维基百科指南所述，Pioneer 1评估套件也可以利用扩展板，支持表5所示的MEMS器件。.