運用後PA混合波束成形技術提高mMIMO系統成本效益

作者：ADI 現場應用工程師Dmitrii Prisiazhniuk 及產品應用工程師 Sinan Alemdar

摘要

為了加速大規模部署無線電系統，營運業者需要重點考慮降低無線電系統的成本，以及提高無線電系統的能效比。混合波束成形(HBF)是實現這兩個設計目標的有效方法。本文介紹了一種新型後功率放大器（後PA）HBF架構，可適用於大規模多輸入多輸出(mMIMO)無線電系統。此外並提出了一種實現後PA相移模組的有效解決方案，其中使用了兩個 ADRF5347 SP4T 開關，能夠降低系統總成本，同時滿足mMIMO系統的要求。雖然本文側重於討論mMIMO無線電，但後PA HBF方法具有高度通用性，可應用於不同類型的無線電通訊（小型基地台、大型基地台、毫米波、衛星）、雷達應用（工業、汽車、軍事）或RF感測/成像應用。

引言

過去的十年，全球化趨勢導致資料交換和視訊通話使用量明顯增加。與此同時，數位化和自動化方興未艾，物流、製造、運輸、物聯網和醫療健康等眾多領域的5G通訊新型應用層出不窮。最近的資料顯示，行動資料流量正以22%的驚人速度成長 ¹，而且此上升趨勢預計還將持續下去。為了協助營運業者進行擴充，無線網路開發和升級需重點考慮系統容量、每位元成本和每位元功耗等因素。

影響無線電系統容量的主要因素有三個：訊號頻寬(BW)、訊號雜訊比(SNR)和空間多工（共用相同頻率資源的並行流的有效數量M）。SNR表現出對數相關性，通常會增加系統的總功耗。頻寬和空間多工對容量影響較大。

過去，無線電開發主要側重於優化時間和頻寬資源的利用。mMIMO的出現有效發揮了空間維度的作用。在相同的時間和頻率資源內，空間多工技術有利於同時與多個接收裝置進行併發通訊。利用空間維度能夠明顯提升容量，與5G標準中實現3至5倍容量提升的目標達成一致²。

圖1為典型的六邊形行動通訊社區，三個mMIMO無線電單元(RU)安裝在同一座基地台上，每個RU覆蓋120°。每個mMIMO RU都可以創建多個波束來與多個使用者設備(UE)進行通訊；或透過多個波束與同一UE進行通訊，經由不同傳播路徑（例如視距和從建築物反射的非視距）有效地到達UE。另一方面，RU通常連接到分散式單元(DU)和集中式單元(CU)，這些部分負責管理資源並連接到核心行動網路。

mMIMO系統雖然能夠提供更高的容量，但工作距離通常較短，因為需要更高頻率才能使用更窄波束，而窄波束又會導致路徑損耗增加。使用更高增益的天線可以實現更聚焦、更窄的波束，進而部分地減少損耗，但此種做法也會縮小無線電系統的整體覆蓋範圍。因此，為了有效利用mMIMO系統，有必要部署多個mMIMO無線電系統，進而形成密集化現象。密集化對於人口密集環境（例如容量需求高且使用者眾多的城市）的應用尤其重要。如果系統成本夠低，營運業者很可能會在城市地區部署大量 mMIMO系統，因此成本效益是推動mMIMO技術發展的關鍵因素。

圖2為典型RU架構，其中包含五個主要模組：數位前端單元(DFE)、收發器單元(TRX)、RF前端(RFE)單元、類比波束成形矩陣和天線單元。

DFE包含負責管理DU介面、數位波束成形和低PHY處理的模組。

TRX將DFE產生的數位IQ樣本轉換至指定頻率範圍內的RF域。ADI收發器不僅僅可以將IQ樣本轉換至RF域，其中並整合了數位引擎，該數位引擎包含數位預失真(DPD)和削峰(CFR)演算法，以及數位上變頻器/下變頻器(DUC/DDC)。DPD增強了功率放大器(PA)的效率，使PA能夠在更高的功率水準下運行 ³。因此，無線電系統的能效比得到整體提升。ADI還與主要PA供應商合作，進而評估其產品性能並開發更卓越的DPD解決方案。ADI最近發佈了具有DPD功能的收發器 ADRV9040，能將頻寬高達400 MHz的訊號線性化。

RFE單元將RF訊號放大至所需的位準，以便在發射器端進行傳輸，或由接收器端的收發器接收。表1列出了此種應用的解決方案。

天線單元通常由大量天線元件(AE)組成。現代mMIMO系統可以整合多達128到384個AE，這些元件以水準和垂直結構分佈，並採用兩種不同的極化方式。例如，具有128個元件的天線陣列可以設計為8 × 8 × 2結構（垂直方向八個元件，水準方向八個元件，兩種極化方式）；而具有192個元件的天線陣列可以設計為12 × 8 × 2結 構 ^2,4 。由於相關成本高昂，建構許多主動元件（如收發器通道和放大器）是不可行的。為了因應此一挑戰，一種解決方案是將所有AE（例如128到384個AE）映射到較少數量的放大單元，例如16、32或64個RFE。這可以利用模擬波束成形矩陣來實現，該矩陣包括分路器和可選的相移器。本文主要焦點為介紹混合波束成形方法，該方法結合了數位和類比波束成形，以及討論如何利用SP4T開關降低整體系統成本。

mMIMO系統中的混合波束成形

mMIMO的基本原理是創建多個可以指向UE的窄波束。這些波束可以透過在發射端使用共用訊號源啟動AE形成，也可以透過在接收器端對其進行組合而形成。在遠場區域，這些源產生的輻射電場會相互疊加，形成建設性或破壞性的干涉圖案。透過調整各個源的相位、間隔和振幅，可以控制組合源的波束形狀。經簡化後，組合陣列的天線增益可以表示為：

G_comb(θ,φ) = |AF(θ,φ)|² G_AE (θ,φ), 其中 G_AE表示單一天線元件的天線增益，AF(θ,φ)表示陣列因數(AF)，θ和φ分別對應垂直角和水平角。有關如何形成天線陣列方向圖的詳細說明，請參閱「相位陣列天線方向圖 — 第1部分：線性陣列波束特性和陣列因數」⁴。為簡化起見，考慮一個一維陣列，其中天線間距為d，每對天線之間應用相移∆ψ，如圖3a所示。在此種情況下，AF可以使用以下公式來計算。

圖3b的紫色曲線和藍色曲線分別為10個和20個天線元件的陣列增益示例，天線之間的間隔為半波長。綠色曲線表示在每對天線之間應用60°的相移ΔΨ後的波束，進而形成的波束角約為26.5°。

3 dB波束寬度可利用以下公式來近似計算： Δ_φ3db [rad] = 0.886 × λ/Nd。例如，假設工作頻率為3.5 GHz，間距為半波長，總共有八個元件 （通常代表水準波束成形），則波束寬度約為12°。此一關係也說明了mMIMO的實際應用主要在2.5 GHz至4 GHz中頻範圍內的原因。頻率較低時（例如1 GHz），實現相同的波束寬度需要大幅增加天線尺寸，這會使得此類系統的部署不切實際。為了僅需一人即可輕鬆搬運和安裝，必須將mMIMO無線電的重量和尺寸控制在一定範圍內。

天線的尺寸和AE的數量取決於波束寬度要求和工作頻率。目前的mMIMO系統總共可以整合128到384個AE。值得注意的是，根據波束寬度和最大/最小掃描角度的不同要求，天線在水準和垂直方向的間距可以不同。例如，在垂直域，用戶數量有限，因此可以將垂直範圍和垂直方向支援的波束數量限制在較小範圍內。

對於mMIMO系統，必須確保所有共用相同發射/接收UE資料流程的AE僅在相位（以及增益）方面有所不同。有多種方法可以實現這一點，如圖4所示。

圖4a展示了較簡單的波束成形，即純類比波束成形。在此種配置中，僅少量資料流程連接到收發器和功率放大器。放大後的RF 訊號被分離並進行相位旋轉，然後連接到不同的AE。在此種配置中，TRX轉換器和放大器的數量與所需資料流程的數量一致 (N_TRX = N_PA = N_STR)，而相移器的數量是資料流程數量和專用活動管道數量的乘積 (N_PH = N_STR × N_PIPE)。每個管道可連接到多個 (AE₁, ... AE_K)。雖然該架構減少了TRX轉換器和放大器的數量，但可同時支援的UE設備數量有限，因此，為了擴展系統以支援多位元使用者，需要大量的相移器和複雜的分路/組合網路。此外，還需要進行波束掃描以覆蓋更廣泛的區域。此種方法特別適用於毫米波(mmWave)無線電，因為其只需要支援較少量用戶。

數位波束成形（圖4b）已成為一種流行的架構，很大的原因是由於類比波束成形支援的UE設備數量有限。此種方法將資料流程直接在數位域中進行分割和相位旋轉，然後透過收發器轉換至RF域。其主要優點在於彈性，使得所支援的使用者規模可以擴展。然而，DFE中支援每個管道所需的數位開銷，以及支援每個管道所需的轉換器和放大器數量 (N_TRX = N_PA = N_PIPE >N_STR)也同時導致系統成本和功耗的增加。

混合波束成形（圖4c）可以用於解決mMIMO系統成本問題。在此種架構中，波束成形分為數位域和類比域。一種可能的劃分方式是，在水準平面上僅以數位方式控制波束，而在垂直域以類比方式（或數位和類比的組合方式）執行波束成形。此種方法比較合理，因為位於各個垂直角度的用戶數量通常有限。透過在數位域和類比域中進行分路，可以在保持合理的波束數量和彈性時，減少RF鏈的數量 (N_TRX = N_PA = N_PIPE/M, 其中M為分路因數），進而降低成本。與此同時，進種方法需要在管道前面增加相移器 (N_PH = N_PIPE), 並會導致額外的成本和元件功率損耗。該架構的另一個可能優勢是由於使用的鏈數量減少，DFE和收發器的功耗會隨之降低。

在圖4c中，相移器位於功率放大器之後，這稱為後PA HBF架構。相較於分路和相移發生在PA之前的前PA HBF架構，此種方法具有明顯優勢。表2比較了此兩種架構。

因此，後PA HBF架構雖然元件數量較少，但也提高了對線性度、所需功率水準和相移器插入損耗的要求。

相移器的要求

為了實現後PA混合波束成形應用，必須滿足5G標準的波束管理要求和mMIMO系統的約束條件。

開關時間

5G利用正交頻分多址(OFDMA)技術作為資料傳輸的核心手段。OFDMA能夠在總頻寬內分配多個獨立的調變副載波，進而高效擴展資源，彈性適應不同使用者量及其相應的資料需求。

5G標準規定以幀（每幀持續10 ms）來傳輸資料，一幀由10個子幀（每子幀持續1 ms）組成。其引入了「彈性Numerology學」的概念，支援在單個子幀內使用可變數量的時隙。時隙的長度和數量與副載波間距成比例，如表3所示。這些時隙定義了「資源網格」的基本傳輸單元，每個資源網格由12個副載波和14個OFDMA符碼組成。

每個OFDMA符碼由主資料塊和附加迴圈首碼塊組成。迴圈首碼可減輕訊號通過各種路徑（多徑）傳播時產生的符碼間干擾，其本質上是相同訊號的迴圈重複，處理過程通常會將其刪除，以防止不同符碼重疊。迴圈首碼時間間隔是進行波束切換的理想時間段，因為在此期間不傳輸任何資料。對於FR1標準（sub-6 GHz應用），最小迴圈首碼持續時間設定為1.17 µs，該持續時間從根本上定義了相移器應支援的切換時間（見表3）。

功率水準處理

在典型mMIMO系統中，平均總發射功率輸出約為55 dBm (320 W)。假設將該功率分配到32個活躍傳輸管道上，則每個放大器分配的平均功率約為40 dBm。透過相移器的功率根據所採用的不同功率分路數量而有所不同，如表4所示。

線性度

由於非線性三階互調機制，通過相移器的訊號不應受到干擾。在功率放大器和帶通濾波器之後，互調產物不應超過一定的限度。相移器的輸入截取點(IIP3)參數可定義元件的三階互調失真(IM3)。當入射功率為37 dBm時，要使互調產物低於-60 dBm，則IIP3至少應為81 dBm。

插入損耗

相移器位於PA-LNA前端和天線之間，因此其插入損耗直接影響傳輸期間的發射功率和接收操作期間的系統整體雜訊係數。例如，假設相移器的插入損耗為3 dB，這將帶來50%的功率損耗，導致系統效率極低。HBF的優勢包括降低DFE和TRX功耗，但同時也會帶來額外功率損耗，權衡時應綜合優缺點仔細考慮。改善相移器插入損耗將會提升無線電的效率，進而降低mMIMO無線電的營運成本，而這是營運業者重點考慮的因素。

成本

HBF架構中的另一個零組件是相移器。為使該架構在經濟上更具吸引力，附加相移器 (Cost_PS) 和PCB分路網路 (Cost_SN) 的成本應該低於收發器通道和功率放大器數量減少所節省的成本 (Cost_TRX + Cost_PA)，如公式4所示。

其中，M為分路因數。對於1分2配置，相移器和分路網路的總成本應該小於PA和TRX成本的一半。下一代系統的工作頻率預計在7 GHz左右，相較於現有的約3.5 GHz mMIMO系統，收發器單元的數量可能會增加四倍。因此，後PA相移器所節省的成本預計將成為支援下一代部署的關鍵因素。

使用兩個SP4T開關的高性價比相移器

如表2和要求部分所強調的，後PA相移器方法的有效性取決於能否實現更低插入損耗和卓越的線性度（互調性能），進而以更小的失真實現最大化輻射功率。對於傳統晶片內相移器來說，同時實現低插入損耗和高線性度是一項挑戰。相較於在低損耗PCB襯底上實現延遲線，造成損耗問題的主要原因是晶片內金屬存在固有電阻和有損電介質材料。雖然可以優化晶片內損耗元件，但實現高線性度是一個難題，因為這兩個參數在目前的晶片內相移器技術中呈負相關。

低損耗襯底上創建一個四步相移器需要配置兩個背靠背排列的SP4T開關。SP4T開關的每個RF臂透過不同物理長度的RF佈線互連，進而產生不同的時間延遲，並因此在所需頻率處產生相移。為了防止整體結構的相位誤差，SP4T開關應在所需頻段內提供良好的隔離（即>20 dB）。在這四條延遲線中，一條被指定為參考延遲線，而其餘三條引入額外相移的線路則根據參考延遲線進行標準化處理，如圖6所示。這些延遲線印製在PCB上，因此元件變化對相位步驟的影響更小。

透過比較其中一條延遲線與輔助線的物理長度差異，可以確定相對相移，如下式所示：

在該等式中，ΔL表示兩條延遲線的物理長度差，λ表示PCB上的波長。該等式顯示，相移與頻率呈線性關係，因此可以輕鬆地將此方法擴展到各種頻率或寬頻寬上。

此種方法提出了特定要求，包括同時實現低插入損耗、高RF功率處理能力和高IP3性能，以及在此背景下採用的SP4T開關應能高速切換。要同時實現這些特性是一項艱鉅的任務，然而，ADI的高線性度SP4T ADRF5347 則可滿足這些要求。其在3.6 GHz時的插入損耗為0.4 dB，同時輸入IP3額定值超過84 dBm。此外，元件具備平均值37 dBm、峰值47 dBm的RF功率處理能力，適合處理以高峰均比著稱的複雜通訊訊號。值得注意的是，其切換操作可在約700 ns內完成，此一特性由其專利設計實現，符合5G無線電標準的嚴格要求。

背靠背SP4T相移器是一種空間利用率很高的實現方案，如圖7所示。該參考設計在3.6 GHz時實現了30°相位增量。SP4T元件尺寸為4 mm × 4 mm，兩個元件之間間隔4 mm，電源和控制電容可以密集安裝。無需對每個SP4T開關進行單獨控制，而是可以使用反相邏輯進行編程，進而使用同一組控制線來控制兩個開關。例如，當第一個開關選擇RF1臂時，第二個開關同時選擇RF4臂，這些都透過同一控制邏輯來實現。此種節省空間的相移器模組可以在所有天線元件上進行複製。

該設計在Aerowave AW-300上實現，其中原有的低被動互調產物和低RF損耗特性非常適合此種應用。RF襯底的選擇不僅對減小損耗具有重要意義，而且還可能影響整體端對端IP3，在其被動互調特性不太高時影響更大。對於單一SP4T ADRF5347，輸入IP3典型值超過84 dBm。以級聯配置連接兩個如此的SP4T開關時，無論選擇何種相位線，端對端IP3性能均可達到81 dBm以上，如圖8所示。

在不同延遲線之間切換是實現所需相移的簡單方法。然而也許注意確保這四條線在插入損耗和回波損耗方面的差異，因為此種差異會帶來不利影響。對於每種相位選擇，SP4T開關都能表現出優異的插入損耗和回波損耗性能，並實現穩健的級聯性能。如圖9所示，在3.6 GHz時插入損耗保持在±0.025 dB範圍內，並且所有相位選擇的回波損耗都優於24 dB。此種優異的表現得益於SP4T開關(ADRF5347)的所有RF通道都能夠同時實現低插入損耗和低回波損耗。

結論

總之，基於SP4T開關的相移器利用HBF方法大幅降低了mMIMO系統的成本。ADI的ADRF5347有效解決了後PA相移器的挑戰，實現了更低插入損耗、高線性度和穩健的功率處理。插入損耗低的開關有助於直接提升無線電的能效比，進而降低營運業者的電力相關營業成本。

ADRF5347工作頻率範圍為1.8至3.8 GHz，可滿足此頻譜內各種mMIMO應用的需求。預計mMIMO系統未來將擴展到7.125 GHz，而本文所提出的原理便為此可擴展性打下了堅實基礎。重要的是，ADRF5347不僅適用於mMIMO系統，還可以用於小型基地台、大型基地台、毫米波和衛星通訊等各種無線電系統，提升相移器的波束成形效能。

此外，此種創新方法並不侷限於傳統的通訊系統，而是還能用於雷達應用和RF感測/成像領域，證明了HBF廣泛適用於解決各類棘手技術挑戰的潛力。本質上，此款元件為無線通訊、乃至更廣泛的領域開闢了經濟高效、支援擴展且影響深遠的解決方案。

參考文獻

¹ "《愛立信行動報告》，愛立信，2024年。

² 「利用超大規模MIMO提升5G-Advanced和6G巨集行動通訊容量，諾基亞貝爾實驗室，2021年10月。

³ Claire Masterson. 「RF通訊的數位預失真：從等式到實現方案」，《類比對話》，第56卷，2022年4月。

⁴ Peter Delos, Bob Broughton 和 Jon Kraft. 「相位陣列天線方向圖 —第1部分：線性陣列波束特性和陣列因數」，《類比對話》， 第54卷，2020年5月。

"《5G用先進天線系統》，5G Americas，2019年8月。