宽动态范围的高端电流 检测:三种解决方案

简介

在电机控制、电磁阀控制、通信基础设施和电源管理等诸多应用中,电流检测是精密闭环控制所必需的关键功能。从安全至关重要的汽车和工业应用,到电源和效率至关重要的手持式设备,都能发现它的身影。利用精密电流监控,设计人员可以获得关键的瞬时信息,例如电机扭矩(根据电机电流)、DC/DC转换器效率、基站LDMOS(横向扩散MOS)功率晶体管的偏置电流,或者短接至地等诊断信息。

为了理解系统设计人员在为电路板选择最精确、最具成本效益的电流传感器时所面对的重要权衡、选择和挑战,我们将仔细讨论蜂窝基站功率放大器的LDMOS偏置电流监控及其它相关应用中的电流检测。

电流监控在基站功率放大器中是必不可少的,特别是在调制方法更为复杂3G和LTE中,其峰均功率比从3G W-CDMA的3.5 dB(约2.2比1)到LTE OFDM的8.5 dB(约7.1比1)不等,而大多数常用2G单载波GSM的峰均功率比为3 dB(约2比1)。控制环路功能之一是监控LDMOS偏置电流,以便能够针对给定的功率输出对LDMOS的偏置进行正确调制。通常情况下,此直流偏置电流具有宽动态范围,具体视工作条件、最大值或非峰值操作而定。对设计人员而言,这意味着需要一个精密电流传感器来监控50 mA(或者低至15 mA)1至20 A范围内的电流,而LDMOS的漏极则偏置到28 V至60 V范围内的一个高压。如果利用分流电阻来监控此电流,则设计人员只能使用非常小的分流电阻,否则当LDMOS电流为20 A时,其功耗将非常大。例如,在最大电流时,即使10mΩ分流电阻也会消耗4 W功率。

虽然存在能够承受这一功率的分流电阻,但电路板可能要求较低功耗。然而,如果选择如此低的电阻值,则在低电流(如50 mA)时,10 mΩ分流电阻上的电压将极其微小(500 μV),难以利用一个同时还必须承受高共模电压的电路进行精密监控。

本文将重点讨论能够在高共模电压下精确监控宽范围直流电流的电流检测解决方案。同时还会特别关注温度性能这一重要参数,它常常难以校准,但在功率放大器室外应用中必须慎对待。

本文将按照设计复杂度从高到低的顺序介绍三种可选解决方案,它们能针对各种不同的应用提供可行的高精度、高分辨率电流检测。

  1. 使用运算放大器、电阻和齐纳二极管等分立器件来构建电流传感器。这种解决方案以零漂移放大器AD8628为核心器件。
  2. 使用AD8210等高压双向分流监控器来提高集成度,并利用其它外部器件来扩展动态范围和精度。
  3. 采用针对应用而优化的器件,例如最新推出的AD8217。AD8217是一款易于使用且高度集成的零漂移电流传感器,输入共模电压范围为4.5 V至80 V。

配置一个标准运算放大器进行高端电流检测

图1所示为一个采用 AD8628的基于算放大器的分立解决方案。采用其它运算放大器时同一设置也有效,但必须尽可能具有下列特性:低输入失调电压、低失调电压漂移、低输入偏置电流和轨到轨输入输出摆幅能力。推荐的其它放大器包括AD8538, AD8571AD8551.

Figure 1
图1. 使用运算放大器的分立式大电流检测解决方案。

此电路监控高端电流 I。放大器通过齐纳二极管打开偏置,本例中其额定值为5.1 V。二极管的使用确保放大器能够在高共模电平下安全地工作,并且其电源电压稳定在容许的电源限值以内,同时MOSFET将其输出转换为电流,进而由电阻 RL转换为以地为参考的电压。这样,输出电压就能馈送至转换器、模拟处理器和其它以地为参考的器件(如运算放大器或比较器),以便做进一步的信号调理。

在此配置中,RG 上的电压与 RSHUNT 上的电压相等,因为通过MOSFET的反馈会使运算放大器的两个高阻抗输入端保持相同的电压。经过RG 的电流流过FET和 RL 产生 VOUTPUT。流过分流电阻的电流I与 VOUTPUT 的关系可通过公式1表示:

Equation 1
     (1)

RSHUNT 选择:RSHUNT 的最大值由最大电流时的容许功耗决定,而最小值由运算放大器的输入范围和误差预算决定。一般情况下,为了监控10 A以上的电流,RSHUNT 的值在1 mΩ至10 mΩ之间。如果单个电阻无法满足功耗要求,或者对PCB而言太大,则RSHUNT 可能必须由多个电阻并联构成。

RG 选择: RG 用于将与高端电流成比例的电流转换到低端。RG 的最大值由P沟道MOSFET的漏极-源极漏电流决定。假设使用常见的P沟道增强型垂直DMOS晶体管BSS84,那么各种条件下的IDSS 最大值如表1所示。

表1. 漏极-源极漏电流

条件 IDSS最大值
VGS = 0 V; VDS = –40 V; TJ = 25°C –100 nA
VGS = 0 V; VDS = –50 V; TJ = 25°C
–10 µA
VGS = 0 V; VDS = –50 V; TJ = 125°C –60 µA

以LDMOS漏极电流监控为例,共模电压为28 V, IDSS 为100 nA。通过RL 的最小电流的镜像至少应为IDSS的20倍。因此,

Equation 2

RG 的最小值由最大负载电流时的容许镜像电流功耗决定:

Equation 3

RBIAS 选择: 通过RBIAS 的电流经过分流产生运算放大器的静态电流和基本恒定的齐纳二极管电压VZ(它决定运算放大器的电源电压)。当放大器电流 ISUPPLY实际上为0且 VIN 为最大值时,应确保流过齐纳二极管的电流不超过其最大调节电流IZ_MAX:

Equation 4

ISUPPLY 为最大值且VIN为最小值时,为确保二极管电压稳定,流过其中的电流应大于其最大工作电流IZ_MIN:

Equation 5

齐纳二极管和RBIAS是这一解决方案的关键器件,因为它们消除了后续电路的高共模电压,支持使用低压精密运算放大器。为使电压保持最高稳定性,齐纳二极管应具有低动态电阻和低温度漂移特性。

R1 选择: R1 用于在输入瞬变超过运算放大器的电源电压时限制放大器输入电流。建议使用10 kΩ电阻。

所选运算放大器的失调电压VOS和失调电流 IOS是非常重要的指标,特别是在分流电阻值和负载电流很低的情况下。 VOS + IOS × R1必须小于IMIN × RSHUNT, 否则放大器可能会饱和。因此,为获得最佳性能,最好使用具有零交越失真的轨到轨输入放大器。

对于这种分立解决方案,另一个需要考虑的问题是温度漂移。即使采用零漂移放大器,也非常难以优化,或者需要付出高昂代价才能优化下列分立器件所引起的漂移:齐纳二极管、MOSFET和电阻。从表1可知,当VGS = 0 V 且 VDS = –50 V时,随着工作温度从25°C变为125°C,MOSFET的IDSS 最大值从–10 μA变为–60 μA。此漂移会降低系统在整个温度范围内的精度,特别是当受监控的电流很低时。齐纳二极管的漂移特性会影响放大器电源的稳定性,因此所用放大器应当具有高电源抑制(PSR)性能。

此外,设计人员必须意识到这一解决方案的功效很低,因为 RBIAS.消耗了大量功率。例如,如果总线共模电为28 V,齐纳二极管输出电压为5.1 V且RBIAS为1000 Ω电阻,那么该电路的无用功耗将超过0.52 W。这会增加功耗预算,设计时必须考虑这一点。

利用AD8210和外部器件进行高端电流检测

图2a所示为集成高压双向分流监控器 AD8210 的简化框图;图2b所示为采用外部基准电压源的单向应用。

Figure 2
图2. (a) 高压双向分流监控器AD8210
(b) 采用外部基准电压源的宽范围单向应用

AD8210可以放大正或负电流流过分流电阻时产生的小差分输入电压,同时抑制高共模电压(最高65 V),并提供以地为参考的缓冲输出。

如图2a所示,它主要包括两个模块:一个差分放大器和一个仪表放大器。输入端通过 R1 和 R2连接到差分放大器A1。A1利用Q1和Q2调整流经 R1 和 R2的小电流,使其自身输入端上的电压为零。当 AD8210的输入信号为0 V时, R1 和 R2中的电流相等。当该差分信号非零时,一个电阻中的电流增大,另一个电阻中的电流则减小。电流差与输入信号的大小和极性成正比。

R3 和 R4将流经Q1和Q2的差分电流转换为差分电压。A2配置为仪表放大器,用于将该差分电压转换为单端输出电压。通过精密调节的薄膜电阻在内部将增益设置为20 V/V。

使用 VREF1 和VREF2引脚可以轻松调整输出基准电压。在处理双向电流的典型配置中, VREF1连接到 VCC,而 VREF2 连接到GND。这种情况下,当输入信号为0 V时,输出以VCC/2为中心电压。因此,对于5 V电源,输出以2.5 V为中心电压。根据分流电阻上的电流方向不同,输出将大于或小于2.5 V。

这种配置非常适合充电/放电应用,但如果用户需要利用整个输出范围来测量一个单向电流,那么一种典型方法就是利用外部源来设置该范围,如图2b所示。此时,一个电阻分压器经过一个运算放大器缓冲来驱动连在一起的 VREF1 和 VREF2引脚,从而使输出发生偏移。

当负载电流接近0时,单单依靠放大器难以监控负载电流。采用5 V电源时,AD8210的线性输出范围为50 mV至4.9 V。假设应用中的分流电阻为10 mΩ,那么其上流过的最小电流必须大于250 mA,才能确保AD8210的输出高于其50 mV的最低点。

Equation 6

图2b所示配置引入了一个偏移,以便测量更小的电流。当放大器增益为20 V/V时,输出电压与监控电流之间的关系可以通过公式2表表示:

Equation 7
     (2)

例如,当电阻R1R2分别为9800 Ω和200 Ω时,失调电压为100 mV。当差分输入为0 V时,AD8210的输出是100 mV,仍然落在线性范围之内。如果分流电流范围为50 mA至20 A,当RSHUNT = 10 mΩ时,输入范围将是0.5 mV至200 mV,AD8210的输出范围是10 mV至4 V加上失调电压,即0.11 V至4.1 V,完全位于其额定线性范围以内。

事实上,利用这种配置,设计人员可以将AD8210的输出偏移到电源范围内的任何一点,从而处理具有任何非对称性的任意电流范围。由于精密调节的电阻内部连接到基准输入端,因此需要使用一个运算放大器来缓冲分压器。为了获得最佳结果,应当以低阻抗来驱动这些输入端。可用来缓冲外部基准电压源的精密低成本运算放大器包括 AD8541, AD8601, AD8603, AD8605, AD8613, AD8691AD8655等。

与分立解决方案相比,这种集成解决方案要求分流监控器具有高共模电压范围,当输出电压范围无法达到电流检测范围要求时,它还要求输出偏移。但它能够处理双向电流监控,并且避免了上述温漂和功耗问题。AD8210失调漂移和增益漂移的保证最大值分别为8 μV/°C与20 ppm/°C。如果使用AD8603作为缓冲器,它所贡献的失调仅有1 μV/°C,与AD8210已经很低的失调电压漂移相比可以忽略不计。分压器R1和 R2的功耗为:

Equation 8

以图2b所示的参数进行计算,其功耗仅为1.2 mW。

利用零漂移AD8217进行高端电流监控

ADI公司最近推出了一款高压电流传感器AD8217,它具有零漂移和500 kHz带宽,专门用来增强宽温度、输入共模和差分电压范围内的分辨率和精确度。图3a所示为该器件的简化框图;图3b显示了一个典型应用。

Figure 3
图3. (a) 高分辨率、零漂移分流监控器AD8217
(b) 利用AD8217进行高端电流检测

了测量流过小分流电阻的极小电流,AD8217提供最小值为20 mV的输出范围(整个温度范围内),优于AD8210的50 mV范围。因此,如果分流电阻上受监控的最小负载电流在电流传感器中产生20 mV的最小输出(相当于1 mV的最小输入),则用户可以选择按图3b所示来配置AD8217。AD8217的输出电压与输入电流之间的关系可以通过公式3表示:

Equation 9
     (3)

AD8217 内置一个低压差调节器(LDO),它能为放大器提供恒压电源。该LDO可以承受4.5 V至80 V的高共模电压,其功能基本上与图1中的齐纳二极管相似。

AD8217的工厂设定增益为20 V/V,在整个温度范围内的最大增益误差为±0.35%。整个温度范围内的初始失调额定值为±300 μV,而且温漂非常小,仅有±100 nV/°C,这些特性可以改善任何误差预算。缓冲输出电压可以直接与任何典型的模数转换器接口。当输入差分电压至少为1 mV时,无论是否存在共模电压,AD8217都能提供正确的输出电压。像上例一样使用10 mΩ分流电阻时,最小电流可以低至100 mA。

单芯片解决方案避免了分立解决方案的温漂和功耗问题。

性能比较

以下部分将给出通过比较这三种不同方法所获得的测试结果。测试时通过改变输入电压和负载电阻来调整流过分流电阻的输入电流。在所示数据中,已执行初始校准来消除与电路板中所有器件相关的初始增益和失调误差。

图4为利用图1所示电路测得的 RL上的输出电压与流过RSHUNT的输入电流低端值之间的线性关系图。RSHUNT为 10 mΩ; RG 为 13 Ω; RBIAS 为 100 Ω; R1 为 10 kΩ; 负载电阻为 200 Ω; RL 为 200 Ω; 齐纳二极管输出为5.1 V;运算放大器为AD8628;MOSFET为BSS84。最大相对误差为0.69%,而校准后的平均误差为0.21%。

Figure 4
图4. 采用图1中 AD8628获得的低电流测试结果

图5为利用图2b所示电路测得的AD8210输出电压与流过RSHUNT的输入电流低端值之间的线性关系图。RSHUNT 为10 mΩ; R1 为 20 kΩ; R2 为 0.5 kΩ; 负载电阻为 200 Ω. 外部基准电压缓冲器为AD8603。最大相对误差为0.03%,而校准后的平均误差为0.01%。

Figure 5
图5. 采用图2b中AD8210获得的低电流测试结果

图6为利用图3b所示电路测得的AD8217输出电压与流过RSHUNT的输入电流低端值之间的线性关系图。RSHUNT 为 10 mΩ, 且负载电阻为50 Ω。最大相对误差为0.088%,而线性校正后的平均误差为0.025%。

Figure 6
图6. 采用图3b中AD8217获得的低电流测试结果

注意,测试有必要集中在范围的低端,而不是涵盖50 mA至20 A的整个范围。原因是线性度变化主要处于范围的低输出电压(低单极性电流)部分。

此外还在–40°C、+25°C和+85°C下对每种解决方案进行了温度实验。表2给出了利用+25°C下的校正系数来校准–40°C和+85°C下的数据时的最大相对误差和平均误差。

表2. 不同温度下使用同一校正系数时的最大误差和平均误差

解决方案电路 AD8628
AD8210 AD8217
–40°C 最大误差 (%)
11.982
2.117 0.271
平均误差 (%)
4.929
2.059
0.171
+25°C 最大误差 (%) 1.806 0.075 0.103
平均误差 (%) 0.228 0.039 0.022
+85°C 最大误差 (%) 6.632 3.800
0.918
平均误差 (%) 5.769
3.498
0.421

如果系统中有温度传感器可用,则可以使用不同的校正系数来校准不同温度下的数据,但这会导致器件数量增多和制造成本增加。表3给出了在–40°C、+25°C和+85°C下使用不同校正系数时的最大相对误差和平均误差。

表3. 不同温度下使用不同校正系数时的最大误差和平均误差

解决方案电路 AD8628
AD8210 AD8217
–40°C 最大误差 (%)
1.981
0.022 0.114
平均误差 (%)
0.303
0.009
0.023
+25°C 最大误差 (%) 1.806 0.075 0.103
平均误差 (%) 0.228 0.039 0.022
+85°C 最大误差 (%) 1.844 0.038
0.075
平均误差 (%) 0.241
0.013
0.020

温度实验表明,利用自稳零技术的器件可以在宽温度范围内提供高精度性能,特别是AD8217。

Figure 7
图7. AD8628分立解决方案的温度实验
Figure 8
图8. AD8210集成解决方案的温度实验
Figure 9
图9. AD8217单芯片解决方案的温度实验

结论

测试结果表明,所有三种解决方案都能用于宽动态范围的高端电流检测:所有三种解决方案的输出都是线性的,而采用AD8217的解决方案具有最佳的误差性能,并且不需要独立电源。此外,±100-nV/°C的失调漂移特性使它非常适合在–40°C至+125°C的温度范围内使用,能够在温度范围内提供最高精度性能。就系统设计而言,单芯片解决方案可以节省PCB面积,简化PCB布局,降低系统成本,并提高可靠性。这些特点特别适用于负载电流范围很宽且动态范围至关重要的单向电流检测应用。

根据测试结果可以得知:对于宽动态范围的单向高端电流检测和监控应用,AD8217是三种解决方案中最合适的一种。我们还注意到,AD8210解决方案的工作范围可以低至0 V输入,这对检测短接至地的条件可能有利。还应注意,AD8210能够以单芯片监控双极性电流,例如在充电/放电应用中。

在要求最佳系统性能的实际系统设计中,建议采用校准和温度检测。


致谢

Ryan Du先生在ADI公司实习期间,帮助完成了本文的分立解决方案设置和测量部分。

1依据天线接口标准组织(AISG) 1.1。


作者

Neil-Zhao

Neil Zhao

Neil Zhao 是ADI中国应用支持部门的一名现场应用工程师,在ADI有两年多的工作经历。他负责为ADI中国的核心产品和技术部门提供技术支持工作。2008年1月,Neil毕业于北京航空航天大学,并获得通信与信息系统硕士学位。

Wenshuai Liao

Wenshuai Liao

Wenshuai Liao 是ADI 公司位于马萨诸塞州威明顿的线性产品部门(LPG)的一名营销工程师。他在获得清华大学光学工程硕士学位后,曾在大唐电信集团任3G节点BRF工程师三年。他于2002年8月加入ADI公司。

Henri Sino

Henri Sino

Henri Sino是ADI公司马萨诸塞州威尔明顿市集成放大器产品(IAP)部门的一名应用工程师。他拥有伍斯特理工学院电气工程学士(BSEE)学位,毕业后就加入ADI公司,迄今已工作了六年。在此期间,Henri主要负责为汽车和通信应用市场方面的产品和客户提供支持。