面向大电流、快速瞬态响应噪声敏感型应用的多相解决方案—第1部分

面向大电流、快速瞬态响应噪声敏感型应用的多相解决方案—第1部分

作者联系方式

Erik Lamp

Erik Lamp

Xinyu Liang

Xinyu Liang

摘要

本文提供一种多相单片式降压解决方案,旨在应对构建处理单元的电源时需满足的大电流、快速瞬态响应要求。我们采用称之为Silent Switcher® 3架构的新型低输出噪声技术,其快速瞬态响应特性支持多相操作。该解决方案具有出色的高控制带宽,使用的输出电容比其他方案更少,有助于电源在瞬态期间更快速地恢复。本文详细介绍设计技巧和考虑因素,以帮助工程师优化未来的设计。

简介

在当今的计算环境中,CPU、FPGA和ASIC的功耗日益增加。对于5G收发器、波束成形器和其他高速RF等一些更具体的应用,考虑带宽和RF噪声水平时,功率要求甚至更加严格。传统的双极(降压 + LDO)解决方案广泛用于RF应用中,由于输出电流高,不仅体积大、效率低,还需要更高水平的散热。随着对输出电流能力的要求不断提高,使用单个降压稳压器为高需求负载供电变得不划算。而多相降压稳压器因可扩展性和纹波交错优势,电流传输性能出色,因此被广泛用于该领域。但是,要达到快速瞬态响应和超低RF噪声要求,多相降压稳压器需要采用多个输出电容和多级LC滤波器来为高速RF ASIC供电。这些额外的组件通常会占用很大一部分板空间,并且还可能增加解决方案的成本。本文展示使用高性能Silent Switcher 3架构所具有的优势,在多相降压应用中,该架构可提供超低噪声和快速瞬态响应。本文还介绍针对不同的ASIC负载要求,如何通过不同的设计考虑因素来解决。

Silent Switcher 3架构采用超低噪声设计(在10 Hz至100 kHz范围内一般为4 μV rms),包含高增益误差放大器,提供超低EMI辐射和快速瞬态响应。在该新产品系列中, LT8627SP 具有最高16A额定电流,因此非常适合用于大电流、噪声敏感型应用中的多相降压配置。由于所有ASIC负载具有低电源电压特性(<1V)并且广泛使用12V配电系统,因此多相降压稳压器对最短导通时间非常敏感。Silent Switcher 3技术采用创新架构,提供非常短的导通时间(15 ns),使LT8627SP在1 MHz以上的开关频率下也能轻松运行,有助于改善纹波、尺寸、噪声和带宽。

针对50A电流RF数字负载,尽可能缩短瞬态恢复时间

决定电源性能的一个重要特性是其恢复时间。这是在发生负载瞬态时,输出电压恢复到稳压值所需的时间。每个电源的恢复速度都有限制,与控制环路带宽相关。控制环路带宽更高,意味着电感电流在瞬态期间能够更快地爬升/回落,以补偿输出电容的电荷变化,在更快时间内完成恢复过程。图1展示了一个使用四相LT8627SP的示例:为1.8 VOUT RF数字负载供电,最大负载电流为50A。该电源设计为在2 MHz开关频率下输出1.8 V电压。为了缩短瞬态期间的电荷补偿时间,该设计中使用低ESR陶瓷电容,并且避免使用高ESR聚合物电容和电解电容。采用交错PWM技术(每相90°)来增加等效纹波频率,从而增大控制带宽。

图1. 为1.8 VOUT、50 A RF数字负载供电的四相交错LT8627SP解决方案。

对补偿网络进行调节,以实现至少45°相位裕量和大于8 dB的增益裕量,同时尽可能增大带宽。因此,在45°相位裕量和9 dB增益裕量下,其控制环路调谐到最大280 kHz的带宽,如图2中的波特图所示。为了进行比较,我们在1.8 V、12 A输出下,对具有等效单相输出电容(2 × 100 µF + 1 × 1 µF + 1 × 0.1 µF)的单相LT8627SP进行了测试。采用相同稳定性标准的伯德图如图2所示。

图2. 50A/四相LT8627SP和12A/单相LT8627SP的伯德图比较。

为了通过测试比较恢复时间,四相和单相LT8627SP均采用50%负载瞬态,采用每相6A/µs摆率。测试结果如图3所示,瞬态上升沿的恢复时间约为2.5 μs。与图4中的单相LT8627SP相比,恢复时间将近缩短10倍。

图3. 四相LT8627SP 25 A至50 A负载瞬态优化,以实现最短恢复时间。
图4. 单相LT8627SP 6 A至12 A负载瞬态优化,以实现最短恢复时间。
图5. 四相交错LT8627SP解决方案,在0.8 V、22 A至50 A 1 µs瞬态下实现<5% VPP

针对大电流无线应用,尽可能减少瞬态VPP

Silent Switcher 3架构的多相操作已用于许多客户的电源设计。图5展示了另一个示例:LT8627SP如何帮助无线客户在0.8 VOUT和22 A至50 A 1 µs负载瞬态下,为快速、大电流瞬态SoC供电。为防SoC性能因瞬态降低,需要VPP小于5% (40 mV)。

如前文所述,我们已知四相交错LT8627SP可以提供很高的控制带宽,约在300 kHz左右。而在时域内,我们可以大致模拟负载瞬态期间的电压变化与控制带宽之间的关系,如下所示:

Equation 1

由此可以得出,在纹波电压为10 mV时,最小输出电容为1583 µF。在设计中,所选的电容应大于该值,不同于之前所述,需使用更多聚合物电容,以在瞬态期间提供足够的阻尼。我们需通过不断试验和试错来确定最终的输出电容,因为它也会影响环路带宽和稳定性。

四相LT8627SP在1 MHz开关频率下交错,汇聚合成为4 MHz纹波频率。在确定最小输出电容之后,在22 A至50 A瞬态负载、28 A/µs摆率下,实现35 mV (4.4%) VPP。瞬态波形如图6所示。为了验证控制环路的稳定性,使用50 A负载,进行波特图测量。结果如图7所示。在50 A时,控制环路的带宽为322 kHz,具有50°相位裕量。

图6. 在28 A/µs摆率下,22 A至50 A负载阶跃的瞬态波形。
图7. 四相最小VPP值解决方案的伯德图。

为了进行更多性能测试,我们测量了效率和满负载热性能。测试了12 VIN、0.8 VOUT、最高60 A负载下的效率,如图8所示。包含辅助损耗在内,转换器在25 A负载下的峰值效率为89%,在60 A负载下的效率为84%。

图8. 四相交错LT8627SP在1 MHz FSW、12 VIN和0.8 VOUT下的效率。

图9以热图方式显示了这个四相设计的热性能。在60 A负载下,IC最高温度为66°C,最低温度为61.6°C。四个IC之间的最大温差为5°C左右,表示各相均流性能出色。

图9. 四相交错LT8627SP在1 MHz FSW、12 VIN和0.8 VOUT 60 A下的热性能。

关于多相LT8627SP的设计考虑因素和指南

LT8627SP作为峰值电流模式控制IC,可轻松配置为多相操作。有几项设计考虑因素需特别注意,分别是:

  • 要实现正常均流,需将每个IC的VC引脚连接在一起,如图1的原理图所示。
  • 要以均衡的方式交错连接四相LT8627SP,每个IC的CLKOUT需配置为90°相移,并馈入下一个IC的SYNC引脚。采用该配置时,每个IC的开关节点波形如图10所示。交错是多相降压稳压器带来的最大优势之一。均衡交错的相位能够使输出电压纹波频率倍增,因此可显著降低输出电容。交错纹波频率更高时,也有助于控制环路有效抑制更高带宽下的纹波噪声。LT8627SP可以采用高达4 MHz开关频率,支持三种不同的相移时钟配置:180°、120°和90°。这表示无需额外使用任何器件,也能实现最多12种交错。
  • 为了实现正常的电压检测,应将每个IC的OUTS引脚连接在一起。需要注意的是,因为控制环路中涉及到所有误差放大器(EA),在进行伯德图导入时也需要考虑所有EA。因此,需要将检测点(输出电压)和OUTS引脚侧连接在一起,确保每个EA都能实现均匀扰动。
  • RT引脚需使用电阻来设置频率。主机IC需提供设置目标开关频率所需的电阻值,从机IC的电阻值设置的频率要比主机IC低20%。
图10. 每个开关节点的每个通道之间的相移示意图。

结论

为5G电信应用构建电源存在挑战性。这些应用需要快速、大电流瞬态响应,以实现最小峰峰输出电压,或在负载瞬态期间实现最短恢复时间。应对这些挑战的一种简单方法是:将多个Silent Switcher 3架构(例如LT8627SP)功率转换器并联到单个交错系统中,以此增大电源的带宽和负载能力,使其获得执行快速、大电流瞬态的能力。