面向大电流、快速瞬态响应噪声敏感型应用的多相解决方案—第2部分：耦合电感

2024-07-23

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面向大电流、快速瞬态响应噪声敏感型应用的多相解决方案—第1部分

摘要

“面向大电流、快速瞬态响应噪声敏感型应用的多相解决方案——第1部分”一文重点介绍了ADI公司Silent Switcher 3技术在多相单芯片降压稳压器中具有的高控制环路带宽。从单相设计转变为多相设计时，可以观察到在瞬态事件过程中，恢复时间大幅缩短，输出电压峰峰值偏差也显著减小。在本文中，耦合电感(CL)被融入到多相 Silent Switcher^® 3单芯片降压稳压器的设计中，从而将环路带宽提升至500 kHz以上，并将输出纹波降低到峰峰值1 mV以下。文中还探讨了高环路带宽对低频输出噪声的抑制作用。本文还展示了一个医疗成像应用案例，用以比较耦合电感(CL)和传统分立电感(DL)对多相性能的影响。

利用CL扩展多相功能

多相交错式降压转换器常应用于服务器和有线通信领域，因为它们能够高效处理大负载电流，并提供较高的控制环路带宽。然而，多相交错式降压转换器存在一个限制条件，即在稳态运行和瞬态事件期间，相电感的性能表现需求有所不同。为了实现更高的效率，人们倾向于采用高电感值来限制电流纹波，并将开关损耗降至最低。另一方面，为了对瞬态事件做出更快的响应，低电感值可使电源的电荷迅速到达负载，从而使输出电压的下降幅度更小。使用尺寸更小的磁性元件可以减少存储在相电感中的多余电荷，并且在负载移除时降低输出电压的任何过冲现象。这种在效率和瞬态响应之间的权衡凸显了CL为多相设计带来的优势。

耦合电感(CL)可以被看作是一种特殊类型的变压器，它主要通过磁耦合来影响其他绕组的性能表现。在多相配置中，使用分立电感(DL)时，交错的开关信号仅能降低输出节点处的纹波。相比之下，CL会将这种效应传播到所有已连接相的MOSFET和电感绕组上。当某一相被激活时，磁耦合会在其他耦合相内感应出电流的上升斜坡，且这些相的占空比不会发生变化。这意味着电感电流在其所在相的关断时间内不会呈线性下降，而且当其他相激活时，电流又会开始上升。因此，CL可以采用较低的相电感值，同时仍能使每一相产生极小的电流纹波，从而实现快速的瞬态响应和较高的效率。相电感值的降低使得在瞬态事件期间的电摆率更快，并且在不牺牲稳定性的前提下，能够将控制带宽提升到更高的水平。

分立电感与耦合电感之间的控制环路及瞬态响应比较

医疗成像系统通常由大量数据采集电路和DSP/ASIC组成。CT扫描机等大型成像系统的电源既需要快速的瞬态响应，又需要低输出噪声，以实现最小的信号失真和高图像精度。以一个典型的CT扫描探测器模块电源为例，它需要从12 V_IN输入电压获得1 V_OUT 输出电压和80 A满载电流。ADI的LT8627SP是Silent Switcher 3单芯片降压稳压器系列的一款产品，可提供高达16 A的电流，并具有超低噪声基准，可实现出色的低频噪声性能。使用一个六相LT8627SP可以满足应用对高达96 A负载的需求。各相以2 MHz的开关频率交错工作，从而产生组合的12 MHz输出纹波频率。输出电容由28个22μF 1206 MLCC电容器和2个560μF聚合物钽固体电容器(POSCAP)组成。为了解CL相较于更传统的DL的性能表现，在保持工作条件和输出电容不变的情况下，单独研究不同电感类型对稳压器性能的影响。

市售的两相和三相CL可用于六相LT8627SP配置中，采用3组两相和2组三相的设置均可。在本次研究中，选择了两种具有不同相电感的Eaton CL。两相CL选项包括Eaton CL1206-2-R120(120 nH)和CL0806- 2-R050(50 nH)。测试的三相CL是Eaton CL0806-3-R050(50 nH)。为了给CL的性能比较提供一个基准，将Coilcraft XGL5050-161用作DL性能的参考，因为它的标称电感为160 nH，与两相120 nH CL(CL1206-2-R120)相近，并且它的尺寸外形与所选CL的尺寸外形也相似。

表1. 所选的分立电感和耦合电感及其电气特性
	分立电感	耦合电感
制造厂商	Coilcraft	Eaton
电感	XGL5050-161	CL1206-2-R120	CL0806-2-R050	CL0806-3-R050
Lk¹	160 nH	120 nH	50 nH	50 nH
Lm²	-	130 nH	120 nH	120 nH/130 nH
I_SAT (下降 20%)	23.5 A	49 A	70 A	70 A
DCR	1.20 mΩ	0.40 mΩ	0.25 mΩ	0.25 mΩ
¹CL漏电感，相当于DL相电感 ² CL励磁电感。漏电感与励磁电感的比值决定了耦合系数。

在对每种电感进行实验时，对补偿网络进行了优化，以便在尽可能提高环路带宽的同时，实现至少60°的相位裕度和8 dB的增益裕度。当使用CL0806-3-R050电感时，经过补偿调整，实现了最高520 kHz的带宽，同时具有60°的相位裕度和9 dB的增益裕度。

图1显示了波特图的结果，并进行了分组，以便逐步比较。结果表明，当系统增加耦合相数或N_cp时，即使相电感相同（XGL5050-161与CL1206-2-R120相比），环路带宽也可以被推得更高。此外，当减小相电感并保持N_cp恒定时（CL1206-2-R120与CL0806-2-R050相比），环路带宽会得到扩展。

Figure 1. Bode plot comparisons using two different inductors: (a) DL 160 nH vs. 2-phase CL 120 nH, (b) 2-phase CL 120 nH vs. 2-phase CL 50 nH, (c) 2-phase CL 50 nH vs. 3-phase CL 50 nH. — 图1. 使用两种不同电感的波特图比较：(a) DL 160 nH对比两相CL 120 nH；(b) 两相CL 120 nH对比两相CL 50 nH；(c)两相CL 50 nH对比三相CL 50 nH。

为了分析六相LT8627SP在大电流下的快速瞬态响应能力，施加了一个负载阶跃变化为50%且摆率高达40 A/µs的严苛负载变化。如图2所示，根据观察，输出电压在负载阶跃变化完成的同时就开始恢复。在出现这种偏差后的一微秒内，所有输出电压都稳定下来，体现了LT8627SP对变化做出快速响应的出色能力。结果还呈现出一致的规律：随着系统响应速度（带宽）的提高，输出电压的变化幅度会减小。使用LT8627SP的完整六相96 A电路原理图如图5所示。

Figure 2. Rising and falling edge transient responses for 40 A/1 μs load step of 6-phase LT8627SP using different inductors. — 图2. 使用不同电感时，六相LT8627SP在40 A/1 μs负载阶跃下的上升沿和下降沿瞬态响应

分立电感和耦合电感的稳态输出纹波比较

虽然更高的环路带宽可以减少瞬态事件期间的输出偏差，但稳态(SS)输出纹波同时受到总峰峰值电流纹波和输出电容量的影响。使用耦合电感(CL)的优势在于，与具有等效相电感的分立电感(DL)相比，CL能够产生更小的各相电流纹波。然而，在输出端的各相电流纹波总和，使得CL和DL的总峰峰值电流纹波相同，从而导致总峰峰值输出电压纹波也相近。表2对六相LT8627SP的SS输出纹波测量结果进行了总结，每种电感都采用了经过优化的补偿措施。对于使用XGL5050-160和CL1206-2-R120的设计，其输出纹波约为峰峰值1 mV，这证实了上述想法，因为它们的相电感相似。然而，对于采用两相和三相50 nH CL的设计，测量到的输出纹波却与这一原理相悖，从峰峰值1.33 mV增加到了峰峰值2.10 mV。这令人感到意外，因为原本预期在相电感相同的情况下，总输出纹波也会保持一致。

表2. 使用不同电感的六相LT8627SP控制环路及输出纹波性能汇总表
L	控制带宽	瞬态 ∆Vout_ppk	SS ∆Vout_ppk
XGL5050-160	367 kHz	118 mV	1.06 mV
CL1206-2-R120	421 kHz	91.4 mV	0.95 mV
CL0806-2-R050	509 kHz	79.0 mV	1.33 mV
CL0806-3-R050	520 kHz	76.6 mV	2.10 mV

CL的磁耦合能够在不改变各相占空比的情况下，使其他耦合相的电流上升。这实际上会在输出端引入频率等同于 f_sw × N_cp的纹波谐波。峰峰值电压纹波越大，表明随着开关谐波的增加，陶瓷输出电容在分流纹波噪声方面的效果变差。由于封装中存在寄生电感和电阻（ESL和ESR），实际的电容表现得就像一个串联的RLC子电路。这使得电容在不同频率下呈现出不同的阻抗特性。设计中使用的一个22 μF 1206多层陶瓷电容器(MLCC)的阻抗与频率曲线显示，从1 MHz开始，电容开始表现出更多的电感特性，阻抗也随之升高。因此，期望在从两相CL转向三相CL时，输出纹波水平保持相似是不现实的，因为稳态下的输出纹波会受到输出电容特性变化的影响。

Figure 3. Models of nonideal MLCC capacitor and 3-terminal capacitor in bypass mode. The impedance vs. frequency characteristic of 22 μF capacitors used in 6-phase LT8627SP is given to show impedance differences. — 图3. 旁路模式下非理想MLCC和3T电容器的模型。其中给出了六相LT8627SP中所用的22 μF电容器的阻抗与频率特性，以显示阻抗差异。

在不增加解决方案尺寸的前提下，降低输出纹波的一种方法是使用三端(3T)电容器，这种电容器的特点是在宽频带内具有低ESL和大电容。一个22 μF 3T电容器的阻抗曲线显示，与MLCC的情况类似，从4 MHz到6 MHz（由于两相和三相耦合产生的特定开关谐波）存在阻抗增加的问题。因此，用三相CL替换两相CL时，输出纹波预计仍会增加。不过，与传统陶瓷电容器相比，3T电容器在高频下的阻抗要小一个数量级，并且产生的纹波也较小。如图4所示，在将2个22 μF 1206 MLCC更换为2个22 μF 05035 3T电容器后，出现了显著的改善，输出纹波从峰峰值2.10 mV降低到峰峰值0.81 mV。为了有效地使用3T电容器，将它们放置在CL之后最近的位置，以尽量减小寄生电感。具体细节可参考图6。在分立电容相同的情况下，这一结果使得3T电容器的应用极具吸引力。整体设计中电容器的数量和输出电容保持不变，但因输出纹波更小而获益良多。

Figure 4. Steady-state output ripple comparison using popular MLCC capacitor vs. 3-terminal capacitor of same discrete 22 μF capacitance. Measurements are based on 6-phase LT8627SP using 3-phase CL0806-3-R050 inductor. — 图4. 使用常见的MLCC电容器与具有相同分立22 μF电容的3T电容器进行的稳态输出纹波比较。测量是基于使用三相CL0806-3-R050电感器的六相LT8627SP进行的。

Figure 5. Schematics of 6-phase LT8627SP for 12 VIN, 1 VOUT`, 2 MHz fsw per-phase, 96 A load solution. — 图5. 六相LT8627SP的原理图，适用于12 V_IN、1V_OUT、每相2 MHz fsw、96 A负载解决方案。

Figure 6. Multiphase layout example. The green line indicates the AC current path from input to output for a single channel. The yellow markers show the location of local sense feedback routed to the ICs’ linked feedback pins. The blue boxes highlight the compensation network for each channel, which is connected to the inner layer where the blue markers are located. — 图6. 多相布局示例。绿线表示单个通道从输入到输出的交流电流路径。黄色标记显示了引至IC相连反馈引脚的本地检测反馈的位置。蓝色框突出显示了每个通道的补偿网络，该连接到蓝色标记所在的内层。

单相和多相LT8627SP的宽带输出噪声比较

尽管很少被提及，但更高的环路带宽所带来的一个显著优势是能够降低输出噪声。Silent Switcher 3超低噪声架构具有出色的宽带噪声性能（通常为10 Hz至100 kHz范围内均方根噪声为4 μV rms），宽带噪声性能已成为噪声敏感型应用的关键性能指标。通常所说的噪声是由稳压器快速开关转换产生的随机幅度残余信号。因此，环路带宽越高，整体输出噪声就越低，因为在更宽的频率范围内能够保持较高的直流增益，从而校正任何残余的稳态输出误差或噪声。如图7所示，更高的环路带宽能够在更宽的频率范围内（直至控制环路交叉频率）衰减低频噪声，从而显著改善整体输出噪声。单相和四相LT8627SP解决方案的噪声曲线基于本系列文章第1部分中介绍的设计，而六相LT8627SP的噪声曲线则是使用六相设计（采用三相50 nH CL、实现了520 kHz带宽）测量得到的。

Figure 7. Output noise spectral density comparison between single-phase and multiphase LT8627SP solutions showing decreasing output noise with increasing loop bandwidth. — 图7. 单相和多相LT8627SP解决方案的输出噪声频谱密度比较，结果表明输出噪声随着环路带宽的增加而降低。

采用CL的多相LT8627SP的设计考虑因素与指导原则

下方列出了使用ADI的LT8627SP进行设计时需要考虑的一些关键因素：

在使用两相和三相CL时，需要采用不同的交错方案，以便最大限度地发挥CL降低纹波的优势。对于两相CL而言，耦合相的开关信号交错间隔为180°，而使用三相CL时耦合相的开关延迟为120°。耦合相之间的最佳相位延迟的通用公式为 360°/N_cp。
在使用CL时，要想对稳态输出纹波进行一致的测量，就需要使用低剖面的探测端子，比如U.FL插座，以避免拾取未屏蔽的耦合电感所发出的噪声。正如本文所讨论的，使用U.FL端子探测输出纹波能得到近乎理想的电压纹波。
对于多相单芯片开关稳压器而言，测量其波特图可能是一项颇具挑战性的任务，因为每个稳压器IC都有其自身的反馈和控制逻辑。为确保多相设计能够做出一致的响应，所有IC的OUTS引脚和VC引脚都应按照原理图所示连接在一起。这种精心的布线设计旨在确保，通过任何一个反馈电阻注入的信号，都会在所有单独的控制环路中产生相同的扰动。由于所有相位共享同一个补偿网络，因此所有相位的控制环路都会被迫协同响应。关于多相布局的指南，请参考图6。

结论

CL在融入ADI的多相Silent Switcher 3架构电源转换器后，性能得到了极大提升。这种设计显著增强了转换器应对快速大电流变化的能力，同时大幅降低了输出噪声。多相Silent Switcher 3开关稳压器能够处理超过500 kHz环路带宽的动态负载，并对低频输出噪声进行持续抑制，因而成为了无线通信、工业环境、防务系统、医疗技术等应用领域的有效解决方案。随着新一代开关稳压器的工作频率超过一兆赫兹，传统陶瓷电容器已成为进一步降低输出纹波的瓶颈。为了在更高频率下实现更小的输出纹波，需要具备更低阻抗特性的电容器，比如三端(3T)电容器。通过将CL与低阻抗输出电容器相结合，就能打造出一款响应迅速且纹波低的开关稳压器，多相Silent Switcher 3开关稳压器便是这一设计理念的有力例证。