AN-2547:在 IQ 调制器的输出端提供固定功率增益

电路功能与优势

无论 IQ 调制器是用于直接变频应用还是作为上变频器用于第一中频(IF)，通常都会有一些增益直接施加在 IQ 调制器之后。本文将介绍如何选择合适的驱动放大器，以便在 IQ 调制器的输出端提供第一级增益。图 1 所示器件为 IQ 调制器 ADL5375 和驱动放大器 ADL5320。这两款器件在系统性能水平方面匹配良好；也就是说，它们具备同等性能，因此任何一方都不会造成整体性能下降。由于这些器件的动态范围匹配良好，因此建议在 IQ 调制器与RF 驱动放大器之间进行简单的直接连接，器件之间无需任何衰减。

电路描述

ADL5375 是一款通用型高性能 IQ 调制器，输出频率覆盖 400 MHz 至 6 GHz。由于具备低噪声和750 MHz 的宽输入基带带宽(3 dB)，能够支持多种调制和带宽的信号来驱动该器件。这些输入信号能够以直流或复数中频为中心。

与 ADL5375 的 LO 接口为 1XLO 型，即输出频率和LO 频率相等（当基带信号以直流为中心时）。

系统级计算和 RF 放大器选择

在 1 GHz 至 2 GHz 的频率范围内，ADL5375 的输出压缩点(OP1dB)和三阶压缩点(OIP3)分别为 10 dBm和 25 dBm 左右。在选择 RF 放大器以便在 IQ 调制 器之后提供增益时，必须选择输入 P1dB 和输入 IP3等于或略高于这些数值的器件。如果所选器件的输入 P1dB 和输入 IP3 较低，则会导致级联性能降低；如果这两项规格明显高于 ADL5375，却不会带来任何好处，并且可能会造成信号链的总电源电流出现不必要增加。

ADL5320 是一款驱动放大器（需要外部调谐元件的 RF 放大器），额定工作频率范围是 400 MHz至2700 MHz。采用5 V 电源供电时，其功耗为104 mA（也可以采用低至 3.3 V 的电源供电，此时功耗和性能都有所下降）。

表 1 显示了 1900 MHz 条件下 ADL5375 IQ 调制器折合到输出端的 IP3 (OIP3)和 P1dB (OP1dB)以及ADL5320 驱动放大器折合到输入端的规格。两种情况下，IQ 调制器折合到输出端的规格与放大器折合到输入端的规格之间均相差 3 dB 左右。

图 2 显示了 2140 MHz 条件下 IQ 调制器与驱动放大器的仿真级联性能。此仿真利用 ADIsimRF 设计工具来完成。值得注意的是，调制器的 OIP3 (24.2 dBm)与复合 OIP3 (36.5 dBm)之差 12.3 dB 刚好略小于ADL5320 驱动放大器的增益(13.7 dB)。这表明驱动放大器对总体 OIP3 的影响非常小。

图 3 显示了 IQ 调制器输出端与复合电路输出端所测 OIP3 与输出功率(POUT)的关系图。两条 OIP3 曲线轮廓的形状非常相似，只在输出功率和 OIP3 方面有所偏移。这进一步表明，当信号经过 RF 放大器时，IP3 只会略有下降。

选择输出功率水平

虽然输出功率水平高达15 dBm时电路的OIP3水平介于 35 dBm 至 40 dBm 范围内，但实际工作时无法实现这一点，尤其在包络调制方案并非恒定不变的情况下，此类方案往往拥有相对较高的峰均比。为了理解这一点，请检查电路的输入电压与输出功率传递函数，然后考虑 IQ 调制器输入端的典型驱动电平。

图 4 显示了使用 CW 正弦波驱动信号时以输出功率(dBm)和输入电压(V p-p)表示的电路传递函数。ADL5375 等 IQ 调制器通常由双通道、电流输出、数模转换器(DAC)驱动。一般而言，DAC 的两个电流输出端（标称范围是 0 mA 至 20 mA）会通过两个 50 Ω 电阻接地，并且每个 IQ 输入端上会放置两个 100 Ω 分流电阻。DAC 在 0 dBFS 条件下运行时，这对应于 IQ 调制器上的驱动电平为 1 V p-p 或0.353 V rms（这里忽略了低通滤波器的插入损耗，该滤波器通常放置在 DAC 和 IQ 调制器之间）。这样就会产生约 13 dBm 的输出功率。

假设IQ 调制器的I 和Q 输入端如上文所述通过100 Ω电阻端接，则可相对于典型 ADI DAC 的 dBFS 驱动电平来绘制输出功率曲线（见图 5）。因此，0 dBFS的驱动电平对应于 1 V p-p，这样也就产生了与上文所述相同的 13 dBm 输出功率。

图 5 还显示了 I 和 Q 输入端未通过 100 Ω 电阻端接时电路的传递函数。由于得到的 DAC 电压驱动电平增加一倍（最大 2 V p-p），因此得到的输出功率相对于同样的 DAC 驱动电平增加了 6 dB。

虽然在没有 I 和 Q 端接电阻的情况下电路也可以运行，但这确实为通常放置在 DAC 和 IQ 调制器之间的滤波器带来了一些问题。由于该滤波器一般两端都会端接，因此最好在 IQ 调制器的 I 和 Q 输入端之间放置一些电阻（这些输入端的未端接输入电阻值约为 60 kΩ）。可利用 100 Ω 至 1000 Ω 范围内的电阻值来提高得到的 DAC 电压驱动电平和对应的输出功率。但是，设计 DAC 和 IQ 调制器之间的滤波器时要小心谨慎，确保其支持不同的源阻抗和负载阻抗。

如上所述，从图 4 和图 5 中可以看出，采用 1 V p-p正弦波(0 dBFS)信号时输出功率约为 13 dBm（I 和Q 输入端通过 100 Ω 电阻端接）。实际上，DAC驱动电平必须略低于 0 dBFS，以减少失真（通常为1 dB 至 2 dB）。除此之外，均方根驱动电平也应该降低一些，具体幅度等于载波调制的峰均比。峰值包络功率(PEP)与均方根功率之比通常在 5 dB（对于类似于 QPSK 的调制方案，在调制为恒定包络的 特殊情况下则为 0 dB）至 10 dB（对于更高阶的QAM 调制方案）范围内。参见图 6，这表明 0 dBm至 10 dBm 范围内的输出功率水平是可行的。

单载波宽带码分多址(WCDMA)信号的邻道功率比(ACPR)已成为评估电路系统级失真（也就是相对于仅依靠 IP3 和 IMD 电平的评估）的主流指标。图 6显示了测得的电路 ACPR 与输出功率水平之间的关系。在采用 WCDMA 信号的情况下，ACPR 定义为载波（带宽为 3.84 MHz）中的功率与邻道（通道间隔为 5 MHz）中的功率之比，同样也是在 3.84 MHz带宽条件下测量。该曲线还显示了同类型测量的另一种通道功率比，但是载波偏移为 10 MHz。

本例中，信号的 PEP 与均方根之比约为 10 dB（WCDMA信号的峰均比视载波的配置及加载方式而定）。根据该曲线和所需的 ACPR 级别，在0 dBm 至 10 dBm 范围内选择一个输出功率水平。功率水平低于 0 dBm 时，ACPR 开始取决于电路逐渐降低的信噪比。