適用於雜訊敏感型應用的快速瞬態負電壓軌


作者：ADI 資深產品應用工程師 Erik Lamp


摘要

本文針對具有快速瞬態變化和雜訊敏感特性的負電壓軌應用提出了一種反相降壓-升壓解決方案。其中採用一款單晶片降壓轉換器，在反相降壓-升壓(IBB)拓撲結構中融入Silent Switcher® 3(SS3)技術。此解決方案經過全面測試，能夠滿足多項關鍵要求，包括負載瞬態峰對峰值電壓最小化、低頻雜訊最低化、有效縮小大容量輸出電容和電感尺寸、保持高效率運行。得益於對SS3技術高速性能的充分發揮，此解決方案的整體性能得以進一步優化升級。本文詳細闡述了此解決方案的設計技巧和注意事項，以協助工程師展開未來的設計工作。

引言

負電壓電源廣泛應用於眾多領域，例如訊號鏈中的數位類比轉換器(DAC)和類比數位轉換器(ADC)驅動器、顯示器和射頻(RF)中的功率放大器、成像系統、光學二極體，以及自動測試設備(ATE)中用於實現真正0 V輸出的偏置電路。這些應用通常對電源雜訊比較敏感，不僅包括基本的開關頻率及更高頻率的雜訊，還涵蓋從開關頻率直至低至0.1 Hz的低頻雜訊。為了減少這種低頻雜訊，電源設計師常常會採用後置濾波低壓差(LDO)穩壓器。然而，這種方法不僅會增大解決方案的尺寸，還會降低其運行效率。對於要求低頻輸出雜訊極低且無需LDO穩壓器的應用，Silent Switcher® 3 系列超低雜訊單晶片降壓轉換器提供了絕佳的解決方案。SS3的高開關速度、寬廣控制迴路頻寬及卓越的低頻雜訊性能，並不僅侷限於在降壓應用中發揮作用。透過重新配置簡單的半橋拓撲結構，SS3可被用於反相降壓-升壓(IBB)轉換器，以產生負輸出電壓。架構上的細微調整，使得SS3能夠在需要負電壓軌具備低頻雜訊性能的應用中運行。傳統上，此類解決方案會包含兩個階段：首先採用反相降壓-升壓(IBB)或庫克(CÜK)轉換器來生成負電壓，然後使用負電壓LDO穩壓器作為後置濾波級，以滿足低頻雜訊要求。然而，對應極其重視解決方案尺寸（高度和面積）的應用而言，這種方法並不可取。除了無需使用LDO穩壓器來縮減解決方案的尺寸之外，SS3的高開關頻率和控制迴路頻寬還可被利用來減小電感器和大容量輸出電容的大小。

本文是一份全面性的設計指南，全文介紹了如何將SS3系列產品LT8624S用於負電壓應用中的IBB。設計指南以客戶需求的形式呈現，概述了一系列頗具挑戰性的解決方案指標，並與在低頻雜訊性能方面最為接近的競品進行了對比。在設計過程的論述中，探討了與IBB相關的特定難題，例如依據負載電流精確選取合適的電感器尺寸等。此外，文中並分享一個實用技巧：透過將IBB的右半平面零點(RHPZ)移至更高頻率來增加控制迴路頻寬。

負電壓應用

在以下應用中，功率放大器需要-5V的負電源電壓。電壓軌將由一個5V電源供電，並且必須符合2 mm的低高度限制，同時還要保持精巧的外型尺寸。表1提供完整且詳細的規格清單。將LT8624S用於IBB是此應用的理想解決方案，因為其具有高速度和卓越的低頻雜訊性能，能夠在保持良好效率的同時實現緊湊的解決方案尺寸。原理圖見圖1。

表1.客戶應用的規格清單
VIN VOUT 最大負載 負載瞬變 高度 VOUT容差 10 Hz至1 MHz積分雜訊 效率
5 V –5 V 1 A 0.5 A to 1 A 2 mm 40 mV p-p 25 μV rms 90%

Figure 1. A schematic of an SS3 operating as a –5 VOUT IBB with a 2.2 MHz FSW.

圖1.原理圖，SS3作為–5 VOUT IBB運行，具有2.2 MHz FSW。

值得注意的是，當使用單晶片降壓穩壓器作為IBB時，IC的參考電位是–VOUT，而非接地(GND)。在確定最大輸出電壓時，此一區別特別重要。輸出電壓可使用公式1計算，其中 VIC Max rating表示IC用於降壓轉換器時的最大額定電壓。對於LT8624S而言，此額定值為18 V。此外，由於IC以輸出電壓為參考電位，因此，任何所需的外部控制訊號，比如用於致能IC或與外部時脈同步的訊號（EN/UVLO和SYNC/MODE接腳），都需要一個位準轉換器電路來將訊號的參考電位調整至與該IC相容。位準轉換器電路的一個示例如圖1所示。

Equation 01

設計電感器和確定開關頻率

在設計精巧型IBB解決方案時，盡可能縮小電感器尺寸非常重要。為了選出合適的電感器，首要任務是找到一系列能最滿足客戶尺寸要求的電感器。對此，可以透過充分利用 2 mm的高度限制並儘量減小電感器的面積來實現。需要注意的是，物理尺寸更大的電感器通常能夠提供更大的電流承載能力和更高的能效比。

在開始篩選時，可以考慮Coilcraft的高性能XGL系列遮罩電感器。儘管有2 mm的高度規格限制，但可供選擇的電感器種類依然繁多，因此還需要進一步篩選。為此，可以使用公式2和公式3來計算滿載時電感器的平均電流和峰值電流。其中，IL表示平均電感電流，IPEAK表示峰值電感電流，0.4表示40%交流電感漣波電流，而n則表示轉換器效率。

Equation 02

Equation 03

需要著重注意的是， IBB的平均電感電流與降壓轉換器不同的是其為是入電流和輸出電流之和。此一特性增加了電感器設計的複雜性，因為輸入電流可能會發生變化。因此，電感器的尺寸可能會比降壓轉換器更大。假設在滿載時效率為90%，交流漣波電流為40%，根據客戶的滿載規格計算得出的平均電感電流約為2.1 A，峰值電流為2.52 A。考慮到這些計算出的電流值，就可以選擇合適的電感器了。所選電感器的IRMS額定值應大於2.1A的平均電感電流。理想情況下， ISAT（電感值下降10%的電流）應大於2.52 A的峰值電感電流。綜合考慮這些因素，包括對最小面積的要求，最終選擇了XGL4020系列電感器。在這個系列中，2.2 µH和1.5 µH的電感器被選為可能的備選方案。為了確定最佳的電感器，透過在一系列不同的開關頻率範圍內進行掃描，展開一系列滿載效率測試。目標是在最高頻率下實現至少90%的效率。

結果顯示，最佳組合是工作頻率為2.2 MHz的1.5 µH電感器。滿負載情況下的效率達到90.2%，滿足了客戶的要求。圖2顯示了1.5 µH電感器在2.2 MHz下的效率曲線。

Figure 2. The efficiency curve for the 1.5 µH, 2.2 MHz solution.

圖2.1.5 µH 2.2 MHz解決方案的效率曲線。

設計大容量輸出電容

一旦確定了電感器和開關頻率，接下來的任務就是設計IBB的大容量輸出電容。與挑選電感器類似，輸出電容器必須遵守2 mm高度限制，並且要佔用盡可能小的面積，以滿足客戶的應用需求。此外，必須有足夠的輸出電容，以便在半載到滿載的瞬態變化過程中，使輸出電壓的峰對峰值保持在40 mV以內。這些電容器在5 V電壓下還必須進行降額使用。為了找到最合適的電容器，選擇了Murata公司作為供應商，因為該公司的電容器產品檔案記錄完善，且產品種類豐富多樣。透過比較不同型號電容器在降額後的輸出電容值，最終選用了22 µF 0805電容器，因為它在滿足尺寸要求的情況下，能夠提供最大的電容量。

選定電容後，需要確定大容量輸出電容的總容量。這可以根據客戶規格進行一系列負載瞬態台架測試來實現。具體做法是，先使用遠超合理數量的電容，例如十個22 µF的電容器，以滿足輸出電壓峰對峰值的要求並確保穩定性。隨後，逐漸減少電容器數量，直至輸出電壓峰對峰值剛好低於40 mV，同時要保證補償環節保持穩定且處於最佳狀態。

此外，還應進行滿載波特圖測試，以驗證控制迴路的相位餘裕至少為45°，增益餘裕為8 dB。

透過這一個過程，大容量輸出電容被優化為七個22 µF電容器。在負載以0.5 A/µs的擺率從0.5 A變為1 A再變回0.5 A的瞬態過程中，輸出電壓(VOUT)的峰對峰值為36 mV。這滿足了客戶對輸出電壓峰對峰值為40 mV的要求。負載瞬態測試結果如圖3所示。

Figure 3. The transient waveform for a 0.5 A to 1 A load step with a 0.5 A/µs slew rate.

圖3.在0.5 A/µs擺率下，0.5 A至1 A負載階躍的瞬態波形。

1 A負載下的波特圖顯示，頻寬為103 kHz，相位餘裕為53°，而增益餘裕則為8.2 dB，這些指標均在預期範圍內。波特圖如圖4所示。

Figure 4. The bode plot of the 1.5 µH, 2.2 MHz solution with a 1 A load.

圖4.1.5 µH 2.2 MHz解決方案在1 A負載下的波特圖。

低頻雜訊測量和競品比較

客戶的應用對10 Hz至1 MHz頻率範圍內的雜訊較為敏感，這一點必須考慮在內。在這個頻率範圍內，所需的積分雜訊應低於25 µV rms。使用頻譜分析儀和放大器就可以輕鬆測量這個雜訊範圍。對上述設計的解決方案進行測試後發現，10 Hz至1 MHz的積分雜訊為22 µV rms，低於客戶的最低要求。為了進行對比，對最接近SS3的競品進行了測試，在相同測試條件下（包括使用相同的電感器、輸出電容及開關頻率）測得競品的積分雜訊為90 µV rms。雜訊測試結果如圖5所示。

Figure 5. The low frequency performance comparison between an SS3 and its closest competitor tested with a 1 A load.

圖5.在1 A負載下對SS3及其最具競爭力的競品所做的低頻性能比較。

增大SS3 IBB的控制迴路頻寬

在查看了結果後，客戶對應用的規格要求進行了更新。客戶發現，其功率放大器要求在10Hz至1 MHz的頻率範圍內，積分雜訊最低為20 µV rms，並且 VOUT的負載瞬態容差要小於35 mV p-p。遺憾的是，目前的設計無法滿足這些新要求，因此必須進行改進以提升性能。幸運的是，SS3具備高速控制迴路功能，能夠在無需額外增加輸出電容的情況下，實現更快的負載瞬態響應和更低的雜訊水準。

為了充分利用SS3的快速控制迴路，需要重新定位IBB的RHPZ。RHPZ在控制迴路中引起增益提升和相位延遲，進而限制了轉換器的頻寬，並降低SS3的性能。基於目前採用1.5 µH電感器的設計，RHPZ大約位於265 kHz處，這導致轉換器在約27 kHz附近出現相位損失。RHPZ的頻率位置可以使用公式4來確定，其中L表示電感器的電感值。

Equation 4. Used to calculate the frequency location of the RHPZ.

公式4.用於計算RHPZ的頻率位置。

透過觀察該公式，可以明顯看出，RHPZ的位置與電感器的電感值呈反比關係。這表示如果使用電感值更低的電感器，便可將RHPZ移至更高的頻率。而將RHPZ移到更高的頻率，能夠有效增加控制迴路的頻寬。不過，若要保持相同的電感器漣波電流，就需要提高開關頻率。XGL4020系列中下一個可用的電感器規格為1 µH，因此開關頻率應提高到3.3 MHz。憑藉SS3具備的6 MHz開關能力，實現此一點並不困難。新的RHPZ位置大約會在398 kHz處，這應該足以將控制迴路頻寬提升到更高的頻率。修改後的設計原理圖如圖6所示。

Figure 6. The schematic for the 1.0 µH, 3.3 MHz SS3 IBB solution.

圖6.1.0 µH 3.3 MHz SS3 IBB解決方案的原理圖。

控制迴路比較

為了驗證頻寬方面的改進，在5 VIN輸入、-5 VOUT輸出和1 A負載的條件下進行了波特圖測試。測試結果以及與先前設計的對比情況如圖7所示。結果顯示，頻寬從103 kHz增加到123 kHz，相位裕度為54°，增益餘裕則為9.8 dB。需要著重注意的是，為了獲得與採用1.5 µH轉換器設計時相近的相位餘裕，對控制迴路進行了重新補償。

Figure 7. A side by side bode plot comparison between the two converter designs with a 1 A load.

圖7.兩種轉換器設計方案在1 A負載下的波特圖並排比較。

新設計在控制迴路速度方面提升了約20%，隨後進行與初始設計相同的從0.5 A到1 A再到0.5 A的負載瞬態測試。測量結果顯示，輸出電壓的峰對峰值為30 mV。這些結果與採用1.5 µH電感器設計的結果在表2中進行了對比。

表2.兩種轉換器設計在0.5 A到1 A再到0.5 A負載瞬態下的峰對峰值電壓比較
VOUT 峰對峰值
1.5 µH, 2.2 MHz 1.0 µH, 3.3 MHz
36 mV 30 mV

低頻雜訊比較

接下來，對低頻雜訊進行了測試，以確定是否滿足新的10 Hz至1 MHz的積分雜訊要求。結果顯示積分雜訊的測量值為18.9 µV rms，符合新規定的20 µV rms標準。將此一結果與1.5 µH設計進行了對比，雜訊曲線如圖8所示。

Figure 8. The low frequency performance comparison between both SS3 solutions and its closest competitor, tested with a 1 A load.

圖8.兩種SS3解決方案及其最具競爭力的競品在1 A負載下的低頻性能比較。

效率比較

有鑑於這種轉換器的開關頻率相較於初始設計提高了50%，有必要重新評估其滿載效率。效率測試結果如圖9所示。測量結果顯示，滿載效率為89.5%。儘管此數值略低於90%的要求，但客戶對此一結果表示滿意，因為在客戶的設計中，效率並非首要考慮因素。

Figure 9. The efficiency curve comparison between the 1.5 µH and 1.0 µH solutions.

圖9.1.5 µH與1.0 µH解決方案的效率曲線比較。

結論

SS3系列單晶片降壓式穩壓器可以無縫轉換為反相降壓-升壓式穩壓器以產生一個負電壓軌。對於開關穩壓器而言，這些穩壓器具備無與倫比的低頻雜訊性能，同時還擁有較高的控制迴路速度和開關速度。因此，對於需要快速瞬態響應且對雜訊敏感的負電壓應用場景來說，SS3將是其理想的解決方案。