AN-1064: 了解AD9548的输入参考监控器

简介

如 AD9548数据手册所述，AD9548的输入端最多可支持八个独立参考时钟信号。八路输入各有一个专用参考监控器，判断输入参考信号的周期是否满足用户要求。图1是参考监控器和必要支持元件的框图。参考监控器测量输入参考信号的周期，并声明信号是过慢还是过快，即表示参考信号有误。该信息保存在参考状态寄存器内(各参考监控器具有用户可读取的专用状态寄存器)。虽然参考监控器将既不快也不慢的参考时钟信号视为正确，但仍会通过AD9548参考验证逻辑进一步审查。由于八个参考监控器全部相同，图1仅显示其中之一。然而应注意，所有八个参考监控器共用相同的采样时钟和用户提供的系统时钟周期值 (T_SYS)。

所有测量时间间隔的器件必须有时钟源。对于AD9548参考 监控器，时钟源就是系统时钟，由它为所有八个参考监控 器提供采样时钟。请注意，采样时钟周期为 32T_S ((其中 T_S是AD9548系统时钟周期)。由于参考监控器必须执行计算以决定输入参考信号的周期和精度，系统时钟周期需要采用数值表示。为此，用户提供21位数字 T_SYS,代表系统时钟周期，单位为皮秒(fs)。例如，如果系统时钟频率为950 MHz，则 T_S = 1,052,631.579 fs；因此 T_SYS = 1,052,632 ((舍入至最近的整数值)。

参考监控器的目的是测量输入参考信号的周期 T_REF。为 此，参考监控器需要用户提供输入参考信号的预期标称周期T_NOM, 这是一个50位数字，单位为皮秒。例如，如果预 期输入参考频率为1.544 MHz，则 T_REF = 647,668,393.782 fs; 因此, T_NOM = 647,668,394(舍入至最近的整数值)。请注意， T_NOM 和 T_SYS 使用皮秒为单位，因此两者相对于1 GHz信号均可用至少1 ppm的精度来表达。

必须注意，T_S 和 T_REF 是系统时钟和输入参考信号的真实周 期，而 T_SYS 和 T_NOM 分别是 T_S 和 T_REF 的数字近似值。这一区别 很关键，因为参考监控器视 T_SYS 为 T_S的精确表示。对参考 监控器而言， T_S 与 T_SYS 间的任何偏差都是测量误差的潜在来源。不过，该误差可以按附录A所述予以量化。

工作原理

图2显示参考监控器的功能详情。请注意，采样时钟为参 考监控器提供时钟源，周期为 32T_S (图2中的 T_CLK )。 T_CLK 具 有三个主要功能。

• 利用 T_CLK的每个上升沿重置边沿计数器
• 为累加器提供时钟
• 为容差计时器提供时钟

边沿计数器

边沿计数器计算输入参考信号的上升沿数，以 T_REF间隔进 行。它将边沿数时报告为6位数字K(0至63)。请注意，如果 T_REF > T_CLK, 则计数器偶而会输出K = 1值，然后是一连串K = 0值。这是因为计数器捕捉 T_REF上升沿并设置K = 1，但由 于 T_REF 比 T_CLK长，在下一上升沿 T_REF 出现(使得K = 0)前，计 数器被 T_CLK K上升沿重置。计数器继续输出K = 0，直至 T_REF下一上升沿，此时再次设置K = 1，从而产生序列的连续重 复，K = 1后出现一连串0。另一方面，如果 T_REF ≤ T_CLK, 计数器输出非零值(K ≥ 1)序列，这取决于在每个T_CLK引起的重置之间出现的 T_REF 边沿数。请注意对于 T_REF ≤ T_CLK，K值不一定恒定，但倾向于在最接近 T_CLK/T_REF的整数值附近扰动。

累加器

累加器输出(ACC)跟踪 T_CLK 与 T_REF之间的残留时序差异。这通过累积数量R来实现：

如前所述， T_NOM 和 T_SYS分别是 T_REF 和 T_S的数字表示。另外，32T_SYS是 T_CLK的数字表示，也是累加器的采样时钟以及边沿 计数器的重置信号。欲了解累加R如何能够实现测量 T_REF， 先考虑以下情况：

T_S = 1 ns (1 GHz)

T_SYS = 1,000,000 fs

T_REF = 300 ns (~3.33 MHz)

T_NOM = 300,000,000 fs

T_CLK = 32 ns

这是 T_REF > T_CLK的情况；因此，边沿计数器有时会输出K = 1值，然后是一连串K = 0值(参见图3)。

请注意CLK波形与REF波形偏移，这证明 T_S 和 T_REF间存在异步关系。另外，请注意出现在REF和CLK波形下方的相对时标(单位为纳秒)。CLK初始上升沿将边沿计数器清零，REF的随后上升沿递增边沿计数器；因此K = 1。CLK的第二上升沿将边沿计数器清零；因此K = 0，该情况持续至REF的下一上升沿(前一上升沿之后300 ns)。边沿计数器再次递增并且K = 1，但T_CLK 的下一上升沿将边沿计数器恢复至K = 0，重复该序列。累加器以TCLK的采样间隔将R (R = K × T_NOM − 32T_SYS)相加，得到图3所示的ACC波形。

请注意，每个REF上升沿之前，ACC在采样间隔下倾向于接近0。因此，出现K = 1之前一个样本的ACC值指示 T_REF与T_NOM的匹配程度。接近0的值指示高度匹配。注意对于比 T_NOM指示慢的参考信号，ACC随时间向负方漂移。这是因为REF连续上升沿之间存在额外K = 0值，使得ACC趋于负值。相反，对于比 T_NOM指示快的参考信号，ACC随时间向 正方漂移，因为REF连续上升沿之间具有较少K = 0值。

T_REF ≤ T_CLK 的情况与之前稍有不同，但结果相似。试举一例，考虑下列情况：

T_S = 1 ns (1 GHz)

T_SYS = 1,000,000 fs

T_REF = 5 ns (200 MHz)

T_NOM = 5,000,000 fs

T_CLK = 32 ns

由于 T_REF ≤ T_CLK，对于每个 T_CLK 间隔，边沿计数器输出K ≥ 1的值(参见图4)。事实上， T_CLK/T_REF = 6.2；因此K在6和7之 间扰动。结果ACC倾向于保持在0附近，指示 T_REF与 T_NOM之间很好的匹配。比T_NOM 指示慢的参考信号使累积器随时间向负方漂移。这是因为对于慢参考信号，K = 6值比其他情况出现得更频繁，导致R时常为负，从而迫使累积器趋于负方向。相反，比 T_NOM 指示快的参考信号导致累积器随时间向正方漂移，因为对于快参考信号K = 7值比其他情况出 现得更频繁，导致R时常为正，从而迫使累积器趋于正方向.

根据累积器对于慢参考信号向负方漂移以及对于快参考信 号向正方漂移可建立一种机制，使参考监控器可决定参考 信号是慢还是快。为此，数字比较器测试ACC是否在阈值 窗口内(±THRESH)。当ACC大于+THRESH时，它指示快REF信号。当ACC小于–THRESH时，它指示慢REF信号。然而，比较器仅在K ≠ 0执行此测试功能。这样可确保当 T_REF > T_CLK(参见图3)时，测试发生于REF的上升沿，此时预期ACC接近0。

由于累积器/比较器机制可识别快、慢和可接受的参考信号，显然它可以用于量化参考信号的精度。例如，如果参考信号精度应在100 ppm内，参考监控器以足够的精度测量参考信号便可做出此类判断。为此，参考监控器必须满足下列标准：

• 具有稳定和精确的时钟源。
• 在足够长的时间内观察参考信号。

系统时钟大致满足第一个标准。不过，应注意参考监控器不一定比时钟源更精确。例如，如果系统时钟具有100 ppm精度规格，参考监控器无法保证参考信号测量精度小于100 ppm。第二个标准意味着使用计时器来建立适当的观察周期。这就是容差计时器显身手的时候了。

容差计时器

容差计时器计算跨越时间间隔容差计时器计算跨越时间间隔T_TOL的预定数量(TOL) T_CLK 周期。

AD9548数据手册提及与每个输入参考信号都相关的两种容差参数。第一个是外部容差，这是已验证(即无故障)参考信号在发生故障前必须超过的最大周期偏差。第二个是内部容差，这是故障参考信号认定为无故障(即精度足够使用)时不得超过的最大周期偏差。请注意，分离的内部和外部容差值使每个输入参考信号可就进出故障条件的迟滞进行定制配置。TOL₁ 寄存器值指定外部容差， TOL₂ 寄存器值指定内部容差(参见图1和图2)。TOL₁ 和 TOL₂ 均是20位值，单位为1/容差。例如，如果外部容差规格为50 ppm， 则 TOL₁ = 1/(50 ppm) = 1/(50/1,000,000) = 20,000。为了确定 T_TOL, 将 TOL₁或 TOL₂值代入公式2中的TOL。

决策阈值(THRESH)

如前所述， T_CLK 具有 32T_S 的周期，并且是参考监控器的采样时钟，为参考监控器建立了时间尺度。由于TOL是所需容差的倒数，T_TOL 是以足够精度测量 T_REF时满足所需容差的最小时间间隔。另外，参考信号监控器具有 T_CLK的数字表示，即 32T_SYS, 它代表累积器输出(ACC)的时序粒度。这意味着，将比较器决策阈值(THRESH)设置为 32T_SYS并让累积器运行 T_TOL的周期，可以满足所需容差的精度要求。

不过由于硬件限制，参考监控器需要THRESH至少为 3 × (32T_SYS)。这表示，在参考监控器指示过快或过慢前，T_REF 必须偏离所需容差至少三倍。也就是误差相对于所需容差为300%，完全不可接受。

解决之道是延长观察周期。为此，参考信号监控器在做出快或慢声明前，观察参考信号最少要七个 T_TOL周期。不过，每个额外的 T_TOL观察间隔意味着ACC可累加另一 32T_SYS的误差，且仍然满足所需的容差要求。为进行补偿，对于每个额外的T_TOL观察时间，需要将THRESH增加 32T_SYS 。

这样，在第一个 T_TOL周期期间，THRESH设置为 3 × (32T_SYS)。在下一个 T_TOL周期期间，THRESH设置为 4 × (32T_SYS)，依此类推。即：

其中N是跨越观察间隔的 T_TOL周期数。

然而，在 T_TOL, 出现N次后，THRESH的理想值为 N × (32T_SYS。这表示THRESH实际值是THRESH理想值的3/N倍。因此， 决策阈值是给定TOL值情况下的3/N倍。对于N = 7(参考信号监控器观察的最小 T_TOL周期数)，这代表40%的过度决策余量，远远好于不使用最小值N = 7时的决策余量300%。

由于参考监控器必须等到足够长的时间才能捕捉到 T_REF的 两个上升沿，当 T_REF大于 7 × T_TOL时，实际观察周期可显著大于 7 × T_TOL最小值。例如，试考虑 T_REF = 1 秒、所需容差为10 ppm且 T_S = 1 ns的情况。这会得出 TOL = 105 及 T_TOL = 3.2 ms;因此覆盖一个 T_REF周期所需的 T_TOL 周期数为 T_REF/T_TOL = 312.5。这表示N = 313，过度决策余量仅为1%(相对于N = 7的40%)。总而言之，T_REF 和 T_TOL定义N(N是7和 T_REF/T_TOLL中的较大者)，过度决策余量(3/N)在N = 7时最高(~40%)，但随着N增加而降低。另外，过度决策余量始终为正；因此参考监控器在做出快或慢决策时始终比TOL值指定的容差宽松。

总结

观察间隔和决策阈值的自动调节

参考信号监控器使用七个T_TOL周期的最小观察间隔。当 T_REF > 7 T_TOL时，参考监控器使用 T_REF 作为观察周期。两种情况下，对于首个周期后的每个T_TOL 周期，参考信号监控器均将THRESH递增 32T_SYS 。参考信号监控器控制逻辑负责递增THRESH，并根据需要延长观察周期。此外，控制逻辑在每个观察周期结束时重置累积器、容差计时器和边沿计数器，从而重新启动参考信号测量过程。

慢(或缺失)输入参考信号的早期检测

尽管最小观察间隔为七个 T_TOL L周期，一旦数字比较器检测 到ACC不在±THRESH限值内，参考信号监控器就会标记超过容差的参考信号。如果 T_REF > T_CLK,此操作发生于参考信号上升沿，而如果 T_REF < T_CLK，则发生于 T_CLK上升沿。任一情况下，参考监控器会在观察间隔结束前声明故障(快或慢)。另外，由于参考监控器可访问 T_NOM值，在 T_NOM周期过去后它会立即声明极慢(或缺失)参考信号，而不会等待整个观察间隔结束。不过请注意，参考信号监控器需要整个观察间隔才可声明参考信号满足容差限值。

过度决策余量

过度决策余量由3/N给出，N为跨越观察间隔的 T_TOL 周期数。过度决策余量代表在参考监控器声明超出容差(即快或慢)前，输入参考信号必须超过所需容差的程度。3/N是最差情况值；但不包括 T_S真实值与其数字表示 T_SYS间差异引起的误差。

系统时钟频率偏差引起的决策误差

T_S 真实值与其数字表示 T_SYS间差异引起决策误差可通过附录A中提供的信息决定。

例如，将附录A应用于预期参考频率 (F_REF) 为100 MHz (T_NOM = 10,000,000)、预期系统时钟频率 (F_S)为1 GHz (T_SYS = 1,000,000)、容差设置为1 ppm (TOL = 1,000,000)的情况。接下来，通过改变 F_REF,参考信号监控器指示表1所示结果。请注意，当频率误差稍高于±1 ppm时，参考监控器指示故障输入参考信号，与预期相符。

接下来，将附录A应用于相同情况，但 F_S变为 +3 ppm (F_S = 1.000003 GHz)。改变 F_REF，使参考信号监控器指示表2所示结果。

再次将附录A应用于相同情况，但 F_S变为 −3 ppm (F_S = 0.999997 GHz)。改变 F_REF ，使参考监控器指示表3所示结果。

表2显示当系统时钟快3 ppm时，参考信号监控器将其他情况的正常输入参考信号(±1 ppm)声明为慢。另一方面，表3显示当系统时钟比预期频率小3 ppm时，参考监控器将其他情况的正常输入参考(±1 ppm)声明为快。这证明在尝试监控高精度输入参考信号时，精确和稳定的系统时钟非常重要。显然，为监控1 ppm输入参考信号，需要精度和稳定性优于1 ppm的系统时钟。根据经验，AD9548的系统时钟符合精度和稳定性要求，即达到具有最严格容差要求的输入参考信号的十倍。

附录A

AD9548参考监控器的特性建模

对AD9548的参考监控器建模需要表4所示的输入参数。

输入参数提供参考信号监控器特性建模所需的信息。用于对参考信号监控器建模的数学表达式依据表5中的定义。

以下是一组用于对参考信号监控器建模的数学表达式。

表达为整数的标称系统时钟周期(飞秒)：

T_SYS = round(1015/F_SYS)

表达为整数的标称输入参考周期(飞秒)：

T_NOM = round(1015/F_REF)

参考监控器采样周期：

T_CLK = 32/F_S

表达为整数的容差要求倒数：

TOL = floor(1/ε)

容差周期(容差计时器持续时间)：

T_TOL = TOL × T_CLK

七个容差周期内的输入参考周期数：

N_REF = ceil(7 × T_TOL × F_R)

观察周期：

T_OBS = N_REF/F_R

观察周期内的容差周期数：

N_TOL = floor(T_OBS/T_TOL)

观察间隔内的参考监控器采样周期数：

N_CLK = if(F_R < F_REF, ceil(T_OBS/T_CLK), floor(T_OBS/T_CLK))

观察间隔结束时的累积器值：

ACC = round(N_REF × T_NOM – N_CLK × (32T_SYS))

数字比较器阈值：

ACC与THRESH间的关系决定参考监控器将输入参考信号 (F_R)声明为慢还是快，具体如下：

如果ACC ≤ −THRESH，则参考监控器将 F_R 声明为慢。

如果ACC ≥ THRESH，则参考监控器将 F_R 声明为快。

既不快也不慢表示 F_R 可接受。

使用此模型来决定任意组输入参数的最终过度决策余量。例如，给定 F_S时，调节F_R，注意模型何时产生快结果和慢结果。然后针对结果指示快或慢的点计算输入参考信号的误差 (F_R相对于 F_REF) 。过度决策余量是计算误差超过TOL定 义误差(1/TOL)的量。

图5至图9是执行以上段落所述程序后获得的结果，FS = 1 GHz。数据点对应于表6中预期输入参考频率参数 F_REF和容差设置参数ε的各种设置。各图还显示了表6所给ε值的特定子集的过度决策余量(百分比)。请注意，特定ε值由相同颜色的两条线组成：实线用于快指示，虚线用于慢指示。

作者

Ken Gentile

Ken Gentile 于1998 年加入ADI 公司，担任时钟与信号频率合成产品线系统设计工程师，办公地点在北卡罗来纳州格林斯博罗。他的专长是直接数字频率合成、模拟滤波器设计和编写MATLAB 中基于GUI 的工程工具。Ken 拥有10 项专利。他在各种行业杂志上发表了14 篇文章以及十几篇ADI 应用笔记，另外还出席了2001、2005 和2006 年的ADI 年度技术研讨会(GTC)。他于1996年毕业于北卡罗来纳州立大学，获得电气工程学士学位。业余时间，Ken 喜欢阅读、玩数学智力游戏，以及从事与科学、工程和"后院"天文学相关的大部分活动。