当今有哪些工业领域使用流量计?
"若不能度量,则无法管理。"这是工业领域的一句口头禅,尤 其适合于流量测量。简单说来,对流量监测的需求越来越多, 常常还要求更高速度和精度的监测。有几个领域中,工业流量 测量很重要,比如生活废弃物。随着人们越来越关注环境保护, 为使我们的世界更干净卫生、污染更少,废弃物的处置和监测 就变得非常重要。人类消耗着大量的水,随着全球人口增长, 用水量会越来越大。流量计至关重要,既能监测生活废水,也 是污水处理厂过程控制系统不可或缺的一部分。
流量计还被用于许多工业控制过程,包括化学/制药、食品饮 料、纸浆造纸等。此类应用常常需要在有大量固体存在的情况 下测量流量 — 大部分流量技术不能轻松胜任这一要求。
输送计量领域处理两方之间的产品转移和支付,需要高端流量 计。实例之一是通过大型管道系统输送油品。在这种应用中, 流量测量精度随时间的变化即便很微小,也可能导致某一方损 失或获得重大利益。
电磁感应技术为什么非常适合液体流量测量?
对于液体流量测量,电磁流量计技术有多种优势。它的传感器 一般是连接到管道中,其直径与管道直径一致,因而测量时不 会干扰或限制介质的流动。由于传感器不是直接浸没在液体 中,没有活动部件,因此不存在磨损问题。
电磁方法测量的是体积流量,这意味着测量对流体密度、温度、 压力和粘度等参数的变化不敏感。一旦用水标定电磁流量计, 就可以使用它来测量其他类型的导电流体,无需进一步标定。 这是其他类型流量计所不具备的一个重要优势。
电磁流量计特别适合测量固液两相介质,例如泥浆等带悬浮泥 土、固体颗粒、纤维或粘稠物的高导电率介质。它可用于测量 污水、泥浆、矿浆、纸浆、化学纤维浆及其他介质。这使得它 特别适合食品、制药等行业,利用它可测量玉米糖浆、果汁、 酒类、药物、血浆及其他许多特殊介质。
电磁流量计的工作原理是什么?
电磁流量计的工作原理基于法拉第电磁感应定律。根据法拉第 定律,当导电流体流经传感器的磁场时,一对电极之间就会产 生与体积流量成正比的电动势,其方向与流向和磁场垂直。电 动势幅度可表示为:
其中,E 为感生电势,k 为常数,B 为磁通密度,D 为测量管的内径,v 为测量管内的流体在电极截面轴向上的平均速度。
传感器输出范围是多少?
传感器提供差分输出。其灵敏度典型值为150 μv/(mps)至200 μv/ (mps)。由于激励电流的方向不断交替,因而传感器输出信号 幅度会加倍。对于0.5 米/秒至15 米/秒的流速测量范围,传感 器输出信号幅度在75 μv 至4-6 mV 之间。图3 显示了用恒流 源激励且有流体流经传感器时的传感器输出信号。在传感器输 出引线上捕捉到的示波器图显示,有一个电平非常低的信号位 于较大共模电压上。紫色曲线对应正电极,红色曲线对应负电 极。粉色曲线是将正负电极相减的数学计算通道。低电平信号 位于较大共模电压之中。
传感器测量的传统方法是什么?
传统方法大致上是模拟式 — 具有高输入阻抗和高输入共模 抑制性能的前置放大器用来应对传感器漏电流效应,然后是三 阶或四阶模拟带通滤波器和采样保持级,最后是模数转换。典 型模拟前端方法如图4 所示。传感器输出信号首先经由仪表放 大器放大。必须尽量放大目标信号,同时要避免不需要的直流 共模电压引起放大器输出饱和。这通常会将第一级仪表放大器 的增益限制在最多10 倍。带通滤波器级进一步消除直流影响, 并再次放大信号,然后进入采样保持电路 — 正是这个差值信 号代表流速 — 随后送至模数转换器。
影响电磁流量计架构变化的市场趋势有哪些?
有多种行业趋势在呼唤新架构。其中之一是对数据日益增加的 需求。对于液体,监测除流量外的其他属性的能力正在变得越 来越有价值。例如,为了确定液体中可能有哪些污染物,或者 为了确定液体是否有适合特定应用的正确密度/粘度。增加这 种诊断能力有许多此类要求和好处。利用传统模拟方法是无法 轻松获取此类信息的,因为大部分传感器信息会在同步解调阶 段中丢失。
另外,制造工艺持续要求提高生产力和效率。例如在液体投注/ 灌装应用中,增加的灌装节点越来越多;制造工艺规模的扩大, 灌装速度的提高,要求更快速、更精确的流量监测。
传统上利用机械或称重技术来确定灌装过程中要添加的正确 液体量,或生产工艺中的精确灌装量。这些方式往往非常昂贵, 而且难以扩展。为了满足这种需求,流量计(尤其是针对液体 的电磁流量计)已成为首选技术。
新的电磁流量计架构是什么样子?
过采样方法大大简化了模拟前端设计。模拟带通滤波器和采样 保持电路不再需要。电路中的前置放大器仅有一级仪表放大器 — 在我们的例子中是AD8220 JFET 输入级轨到轨输出仪表放 大器,它可以直接连接到高速Σ-Δ 型转换器。
对于模拟前端,重要的是什么,它如何影响我的设计?
放大器和ADC 是此类应用中最重要的两个模块。第一级放大 器有几项关健要求。
一个要求是共模抑制比 (CMRR)。液体电解质中的离子会发生 定向运动,因此,电极与流体之间会产生电势,这就是所谓极 化。如果两个电极完全一致,电极上的电势应彼此相等。不同 金属的极化电压在数百毫伏到±2 伏之间不等。这是出现在传 感器输出端和前置放大器输入端的直流共模电压。前置放大器 是抑制此共模电压的关健。
100 dB 共模抑制比会将0.3 伏直流共模衰减到3 微伏,后者作 为直流失调出现在放大器输出端,可通过校准予以消除。理想 情况下,传感器上的共模电压保持不变,但实际上,它会随时ss 间而变化,并且会受到液体质量或温度等其他因素的影响。共 模抑制比越高,对连续后台校准的需求就会越少,流量稳定性 也越高。
表1. 共模抑制对实际流速的影响
共模抑制比与抑制后的共模直流失调和噪声 | ||||
共模抑制比 | 120 dB | 100 dB | 80 dB | 60 dB |
0.28 VDC共模直流 | 0.28 μV | 2.8 μV | 28 μV | 280 μV |
0.1 V 共模噪声 | 0.1 μV | 1 μV | 10 μV | 100 μV |
共模噪声转换为175 μV/(mps)传感器的流速 | 0.0006 mps | 0.006 mps | 0.06 mps | 0.6 mps |
电极的金属材料与电解质液体接触。液体电解质与电极之间的 摩擦会产生较高频率的交流共模电压。虽然幅度通常很小,但 交流共模表现为完全随机的噪声,更难抑制。这就要求前置放 大器不仅具有良好的直流共模抑制比,而且要有出色的较高频 率共模抑制比。AD8220 放大器在直流到5 千赫兹范围内具有 出色的共模抑制比。对于AD8220 B 级,直流到60 赫兹范围 的最小共模抑制比为100 dB,5 千赫兹以下为90 dB,能够很 好地将共模电压和噪声抑制到微伏水平。当共模抑制比为120 dB 时,0.1 伏峰峰值降低到0.1 微伏峰峰值。表2 显示了较差 的CMRR 对输出传感器信号的影响。
前置放大器级的低漏电流和高输入阻抗是又一重要参数,因为 电磁流量传感器的输出阻抗可能高达GΩ。放大器的高输入阻 抗可防止传感器输出过载,避免信号幅度减小。放大器的漏电 流应足够低,这样当它流经传感器时,不会成为一个显著的误 差源。AD8220 的最大输入偏置电流为10 pA,输入阻抗为1013Ω, 因此它能支持电磁流量传感器的广泛输出特性。表2 列出了前 置放大器输入阻抗对10 GΩ 高输出阻抗传感器的影响。
表2. 放大器输入阻抗对流速的影响
传感器输出阻抗 (GΩ) | 放大器输入阻抗 (GΩ) | 对1 mps 减小的信号幅度 (µV) | 可重复性 (%) | 读数误差 (%) |
10 | 10 | 87.50 | 0.065% | 0.196% |
10 | 100 | 15.91 | 0.051% | 0.154% |
10 | 1000 | 1.73 | 0.049% | 0.148% |
10 | 10,000 | 0.17 | 0.049% | 0.147% |
最后,0.1 赫兹至10 赫兹范围的1/f 噪声设置应用的噪底。 当增益配置为10 时,AD8220 折合到输入端的电压噪声约为 0.94 μV p-p,它能分辨6 毫米/秒的瞬时流速和小于1 毫米/秒 的累计流速。
如何选择ADC,对应用而言哪些方面比较重要?
过采样方法既带来了挑战,也对ADC 模块提出了更高的性能 要求。由于没有后级模拟滤波器有源增益级,所以仅有一小部 分的ADC 输入范围获得使用。过采样和平均本身不等于性能 的显著提高,因为各传感器周期需要完全建立下来才能用于流 量计算。此外,需要从这些有限的数据点获得足够多的模数转 换样本,从而在固件处理过程中消除意外毛刺。
过采样架构一般要求ADC 数据速率大于20 kSPS,越快越好。 这与实际流量测量没有明确关系。由于不存在模拟带通滤波 器,ADC 输入端会直接看到传感器原始输出。这种情况下, 传感器的上升沿未经滤波,因此ADC 在上升沿和下降沿期间 须具有足够高的分辨率,以便足够准确地捕捉这些边沿。
流量计的精度本身可通过瞬时流量测量或累计流量测量来确 定。流量计标准采用累计流量技术 — 测量长时间(比如30 或60 秒)内某一水量的平均流量。通过这种测量(而非瞬时 流量测量)可确定系统精度为±0.2%。瞬时流量适合需要实时 流速的应用场合。它对电子器件的精度要求要高得多。理论上, 为了分辨5 毫米/秒的瞬时流量,ADC 需要在一个激励周期(约 600 样本的后置FIR 滤波器)内实现20.7 位的峰峰值分辨率。 这可通过模拟前端来实现。
表3. 模拟前端和ADC 的噪声预算
灵敏度为175 μV/(mps)的传感器的 流速分辨率 | 该分辨率下传感器输出的 信号幅度 | 模拟前端的折合到输入端 噪声预算 | 过采样模拟前端增益为10 时的 ADC 噪声预算 |
10 毫米/秒 | 3.5 μV p-p | 1.75 μV p-p | 5.8 μV p-p/19.7 位* |
5.4 毫米/秒 | 1.89 μV p-p | 0.95 μV p-p | 3.2 μV p-p/20.6 位* |
5 毫米/秒 | 1.75 μV p-p | 0.88 μV p-p | 2.9 μV p-p /20.7位* |
*数据来自一个FIR 滤波器周期和一次瞬时流量计算。 |
AD7172-2 提供低输入噪声和高采样速度的完美组合,特别适 合电磁流量应用。采用2.5 V 外部基准电压源时,AD7172-2 的典型噪声低至0.47μV p-p。这意味着,最终流量结果的刷新 速率可以达到50 SPS,而不需要增加外部放大级。图10 显示 了采用AD7172-2 的过采样前端电路的噪声曲线。
如何获得更快的响应以满足业界对更高效率的需求?
提高传感器激励频率可以提高流量测量的系统更新速率。这种 情况下,传感器输出的建立时间会缩短,因而可用于平均的样 本数会减少。使用更低噪声的ADC,可以进一步降低折合到 传感器输出端的噪声。采用同样的前端驱动器AD8220,其增 益配置为×10,可以比较更高更新速率下该模拟前端与主要竞 争产品的性能。表4 和图11 显示了与最接近的竞争产品相比, ADI 器件在更高系统更新速率下取得的优势。
表4. 不同传感器激励频率下的测量精度比较
激励频率(赫兹) | 6.25 | 12.5 | 25 | 50 | 100 | 200 | 400 |
采用AD7172-2 | 0.12% | 0.12% | 0.13% | 0.16% | 0.19% | 0.24% | 0.33% |
采用最接近的竞争产品 | 0.13% | 0.15% | 0.19% | 0.25% | 0.33% | 0.46% | 0.64% |
差距 | 12% | 22% | 47% | 57% | 77% | 89% | 95% |
仪表放大器能否直接驱动ADC,我怎样才能确定?
一般而言,这取决于仪表放大器的驱动能力和ADC 的输入结 构。许多现代精密ADC 是基于开关电容架构。片内采样保持 器呈现为上游放大器的瞬态负载,它必须能让开关电容输入建 立,以便实现精确采样。
下式可用来检查放大器能否驱动ADC。
其中:
BW 为放大器驱动ADC 所需的最小带宽。
MCLK 为ADC 调制器时钟频率(单位为赫兹)。
T 为短路相位时间(单位为秒)。
FS 为ADC 满量程输入范围(单位为V)。
CMV 为ADC 输入范围的共模电压(单位为V)。
Error 为ADC 采样的建立误差。
例如,AD7172-2 的调制器频率为2 兆赫兹,短路相位时间为 10 ns,满量程输入范围为5 V,共模电压为2.5 V,建立误差 为1 ppm。由此得到BW 值为8.7 兆赫兹,这就是当AD7172-2 处于无缓冲模式时,驱动放大器需要的带宽。它超过1.7 兆赫 兹— AD8220 及许多精密仪表放大器的增益带宽积能力。 AD7172-2 的两个ADC模拟输入上均集成真正的轨到轨精密单 位增益缓冲器。它设计用来在全频率范围驱动AD7172-2 输入 级,降低客户的设计复杂度和风险。缓冲器提供高输入阻抗, 典型输入电流仅5 nA,使得高阻抗信号源可以直接连接到模拟 输入。缓冲器全面驱动ADC 内置开关电容采样网络,简化了 模拟前端电路要求,而每个缓冲器的典型功耗仅有0.87 mA。 每个模拟输入缓冲器放大器均完全斩波,就是说,这会使缓冲 器的失调误差漂移和1/f 噪声最小。
如何产生磁场?
通过线圈施加恒定电流,从而在测量管道内部产生磁场;线圈 安装在管道外部附近,常常成对存在,并且互相串联。线圈通 常是数百匝铜线,因此在驱动器电路看来,其是一个较大电感。 线圈电感通常在数十到数百毫亨左右,另外还有50 Ω 到100 Ω 的直流串联电阻。在每个周期内,通过断开和闭合H 电桥上不 同的开关对,驱动器电路改变激励电流方向,因而磁场也改变 方向。为了消除噪声,交替频率一般是电力线频率的整小数倍。 驱动器电路包括一个恒流源和一个H 电桥,受微处理器控制。
功耗是否重要?
是的。电磁流量计的激励电流可能相当大,从针对较小直径管 道的50 毫安到针对较大直径管道的500 毫安或1 安培不等。 恒流电路若采用线性稳压电路,可能会消耗大量功耗和电路板 面积。
与线性稳压恒流电路相比,开关模式电源可节省功耗。如图所 示,ADP2441 配置为恒流源输出模式。1.2 V ADR5040 输出电 压由两个电阻分压至150 mV。此150 mV 电压施加于ADP2441 电压跟踪引脚,使得电压反馈引脚也保持在150 mV。当在反 馈引脚上使用一个0.6 Ω 电流设置电阻时,ADP2441 便会将其 输出电流调节到预设电流ISET 水平。通过调整连接到ADP2441 反馈引脚的电流设置电阻值,便可调节恒流源。
(b). 利用线性调节电流源和光耦合器驱动隔离H 电桥
表5. 推荐开关稳压器
推荐ADI 开关 稳压器 | 效率 |
ADP2441 | 200 mA 输出时为90% (@12 V),最高支持1 A |
ADP2360 | 10 mA 输出时为90%,最高支持50 mA |
该驱动级设计有何其他优势?
它有显著的面积优势。电磁流量传感器驱动电路,也称为激励 电路,通常与信号调理电路(1 千伏基本隔离一般足够)相隔 离。常规电磁流量变送器普遍使用光耦合器隔离。光耦合器的 可靠性往往很差,而且尺寸相当大。ADuM7440 数字隔离器集 高速CMOS 和单片空芯变压器技术于一体,在一个16 引脚小 型QSOP 封装中提供四个独立隔离通道。
与采用光耦合器、线性稳压恒流源、通孔封装的分立场效应管 H 电桥的常规方案相比,使用数字隔离方法不仅可节省功耗,还能节约80%以上的电路面积。
表6. H 电桥驱动级使用的主要器件比较
器件 | 数量 | 封装 | 面积 (mm2) | 器件 | 数量 | 封装 | 面积(mm2) | |
PC817B | 2 | DIP-4 | 63.24 | ADUM7440ARQZ | 1 | QSOP-16 | 31 | |
TIP127, PNP 达林顿 | 2 | TO-220 | 51.54 | ZXMHC6A07N8 | 1 | SOIC-8 | 31 | |
TIP22, NPN 达林顿 | 2 | TO-220 | 51.54 | MMBT3904LT1G | 2 | SOT-23 | 13.92 | |
1SMA5917BT3G | 1 | SMA | 13.55 | |||||
总面积 | 333 | 总面积 | 89 |
如何计算流速?
在数字域中交流流量信号仍需要滤波和同步解调。图15 说明 算法如何在数字域中实现同步解调。数字信号处理器发出控制 信号1 和2,这是一对互补逻辑信号,用于电磁流量传感器线 圈激励。在这两个信号的控制下,流经电磁流量传感器线圈的 电流在每个周期都会反向,因而磁场方向和电极上的传感器输 出也会反向。
例如在第n 个周期,当ADC 样本输入时,数字信号处理器(本 例为ADSP-BF504F)知道控制信号1 和2 的时序与逻辑。这 样,数字信号处理器便可根据线圈驱动控制信号的逻辑状态将 这些ADC 样本安排到静态随机存储器的两个数组中。也就是 说,在正半周期获得的带时间戳样本归入一组,在负半周期采 集的样本归入另一组。随后,每一组均经过FIR(有限脉冲响 应)低通滤波器。滤波器截止频率设置为30 赫兹,允许有用 信号通过,但会抑制电力线频率干扰和高频噪声成分。图17 显示了过采样前端设计中的FIR 滤波器幅频曲线和模拟同步 解调架构中的模拟带通滤波器幅频曲线。
(b). 模拟带通滤波器幅频曲线
然后,算法减去这两个平均值以获得一个与流速成正比的值。 此值的单位为LSB/(毫米/秒)。该值需要做进一步处理。最终 流速计算如下:
其中:
ΔFlowRate 为从正负激励阶段中减去两个平均值的结果,单位 为LSB。
VREF 为ADC 基准电压,单位为V。
N 为ADC 分辨率位数。
G 为模拟前端增益。
Sensitivity 为传感器的标称灵敏度,单位为伏特/(毫米/秒)。
KT 为变送器系数。
KS 为传感器系数。
KZ 为零点失调。
如何选择合适的处理器?
选择处理器是一个重要问题。业界越来越需要更高的处理能 力,用以支持更复杂的算法处理或增强的诊断/预测功能。另 外,提高电气和工业基础设施的能源效率已成为全球运动。客 户要求以更低的功耗和更实惠的价格获得更高处理能力。
电磁流量计的数字滤波器可能需要大量处理能力。32 位FIR 滤波器要消耗80 MIPS。流速计算、外设通信驱动和数据通信 分别需要40 MIPS、32 MIPS 和20 MIPS。这些相加的总和为 172 MIPS。本设计中,上述任务由最高达到400 MIPS 的数字 信号处理器ADSP-BF504F 完成。这样,已经有将近50%的处 理能力被占用,其中还不包括多层协议堆栈、HART 通信、诊 断、安全监控功能和液晶显示驱动。
表7. MIPS 消耗
任务 | MIPS |
FIR 滤波器 | 80 |
计量数据处理 | 40 |
AD7172-2 数据存取 | 32 |
其它 | 20 |
总计 | 172 |
片内外设也很重要。数字信号处理器有多种功能要实现,包括 SPI、UART、 I2C和脉冲输出通信。有35 个GPIO 可用于硬件 控制和逻辑输入/输出,例如控制液晶显示器、键盘输入、报 警和诊断等。SRAM 存储器存储滤波器系数、SPI 数据通信、 LCM 数据缓存、机器状态数据和内部状态标志。68 kB 片内静 态随机存取存储器 (SRAM) 满足系统要求,包括一个32 kB L1 指令SRAM/缓存和一个32 kB L1 数据SRAM/缓存。RS-485 和HART 通信也需要存储器。ADSP-BF504F 的4 MB 片内闪 存可用来存储程序数据、滤波器系数和校准参数。
未来对处理能力的需求会持续增加。未来满足这种要求, ADSP-BF70x Blackfin® 处理器系列提供高性能DSP,具有同类 一流的800 MMACS 处理能力,而功耗不足100 mW。此系列 由8 款高性价比成员构成,搭载最高1 MB 内置L2 SRAM,使 许多应用无需采用外部存储器,而第二种配置则提供可选的 DDR2/LPDDR 存储器接口。表8 列出了ADSP-BF7xx 系列的 重要特性。
表8. ADSP-BF70x Blackfin 处理器系列
通用器件 | DSP 内核性能 | 片内存储器 | 外部存储器 | 主要连接选项 | 其它特性 | 封装 |
ADSP-BF700 ADSP-BF702 ADSP-BF704 ADSP-BF706 |
100 MHz 至 400 MHz 800 MMCACs, 16位 400 MMCACs, 32位 |
132 kB L1 SRAM/缓存 L2 SRAM 选项: 128 kB 256 kB 512 kB 1 MB 512 kB L2ROM |
不适用 | ePPI, Sport (2), 四通道/双通道SPI (3), I2C, UART (2), CAN 2.0 B (2), SD/SDIO/MMC (4位) USB 2.0 HS OTG |
OTP, 安全加速器, 数据完整度(带L1 奇偶校验 和 L2 ECC), WDT, RTC |
QFN 88引脚, 12 mm × 12 mm |
ADSP-BF701 ADSP-BF703 ADSP-BF705 ADSP-BF707 |
16位 LPDDR DDR2 |
以上选项加上 SDIO / MMC / eMMC (8-bit) 4通道, 12位 ADC |
BGA 184引脚 12 mm × 12 mm 0.8 mm |
ADI 公司针对电磁流量计解决方案提供何种支持?
ADI 公司开发了一款系统级参考设计,用以支持电磁流量计完 整信号链的原型开发。该系列配置灵活,可连接到任何类型的 电磁流量传感器,施加适当的激励频率和电压即可产生磁场 (由Blackfin 数字信号处理器控制),能够测量传感器输出, 以及应用后处理滤波器和算法来计算流速。ADI 公司在真实的 流量试验台环境中对设计进行标定(如图19 所示),并将标定 系数存储在非易失存储器中。支持单点或多点校准,通过多点 线性化可实现更高的性能。这样做的结果表明:该模拟前端设 计的性能可以达到较领先高端流量计的要求。
相比传统架构,过采样架构有多方面重要优势。面积和成本均 有显著节省 — 分别达到50%和20%。由于能够节省传感器信 号并应用后处理,功耗也会降低,系统性能也得以增强。有关 ADI 参考设计的更多信息,请联系 cic@analog.com.
您是否利用该设计测量过数据?
评估结果
该参考设计进行过测试,我们把它连接到流量标定试验台上的 25 毫米直径电磁流量传感器,介质为室温下的水。激励频率设 置为6.25 赫兹,在0.5 米/秒到2 米/秒范围内,基本误差为读 数的±0.2%。测试结果数据如表9 所示。
表9. 采用DN25 传感器的数字过采样演示板的校准结果
流速 (mps) | 读数误差 (%) | 可重复性 (%) |
2.05 | –0.14% | 0.00% |
1.01 | 0.03% | 0.03% |
0.49 | 0.07% | 0.04% |
0.21 | 0.42% | 0.08% |
0.10 | 1.15% | 0.01% |
0.05 | 2.74% | 0.06% |
总结
全世界有越来越多的环境法规要求监测和控制来自住宅、商业 和工业的废弃物,尤以欧洲为甚。电磁流量技术是此类应用的 首选技术。传统方法基本上是模拟方法,它有一些缺点,表现 在成本、面积、功耗、响应时间、有限的系统信息等方面。行 业趋势是转向过采样方法。这给ADC 要求带来了重大挑战, 因为更新速率会提高10 倍左右,但平均值的好处得不到利用, ADC 在高数据速率下的噪声要求需要进一步提高。另外还有 功耗挑战需要解决。液体和管道直径均有很多类型,这就需要 能够动态控制功耗,通过一种支持所有类型传感器需求的设计 来将功耗降至较低。Blackfin 数字信号处理器集低功耗和高处 理能力于一体,满足流量计应用的要求。它执行复杂的FIR 滤 波器算法来计算流速,同时具有较领先的800 MMACS 处理能力, 而功耗不足100 mW。完整设计相比于之前的技术大大简化, 而且可节省成本、功耗和面积,优势众多。有关ADI 参考设 计的更多信息,请联系cic@analog.com.
参考电路
Ardizzoni, John. "高速差分ADC 驱动器设计指南." 模拟对话, 第43 卷,2009 年5 月。
Walsh, Alan. "精密SAR 模数转换器的前端放大器和RC 滤波 器设计" 模拟对话,第46 卷,2012 年12 月。