因應大電流、快速瞬態響應雜訊敏感型應用的多相解決方案——第2部分：耦合電感

作者：ADI多市場電源產品應用工程師 Uyen Nguyen


摘要

「因應大電流、快速瞬態響應雜訊敏感型應用的多相解決方案——第1部分」一文重點介紹了ADI Silent Switcher 3技術在多相單晶片降壓穩壓器中具有的高控制迴路頻寬。從單相設計轉變為多相設計時，可以觀察到在瞬態事件程序中，恢復時間大幅縮短，輸出電壓峰對峰值偏差也顯著減小。在本篇第二部分文章中，主要內容為耦合電感(CL)被融入到多相Silent Switcher® 3單晶片降壓穩壓器的設計，進而將迴路頻寬提升至500 kHz以上，並將輸出漣波降低至峰對峰值1 mV以之說明，文中並探討了高迴路頻寬對低頻輸出雜訊的抑制作用。本文並展示了一個醫療成像應用案例，用以比較耦合電感(CL)和傳統分立電感(DL)對多相性能的影響。

利用CL擴展多相功能

多相交錯式降壓轉換器常應用於伺服器和有線通訊領域，因其能夠高效處理大負載電流，並提供較高的控制迴路頻寬。然而，多相交錯式降壓轉換器存在一個限制條件，即在穩態運行和瞬態事件期間，相電感的性能表現需求有所不同。為了實現更高的效率，人們傾向於採用高電感值來限制電流漣波，並將開關損耗降至最低。另一方面，為了對瞬態事件做出更快的回應，低電感值可使電源的電荷迅速到達負載，進而使輸出電壓的下降幅度更小。使用尺寸更精巧的磁性元件可以減少儲存在相電感中的多餘電荷，並且在負載移除時降低輸出電壓的任何過沖現象。這種在效率和瞬態響應之間的權衡突顯了CL為多相設計帶來的優勢。

耦合電感(CL)可被看成是一種特殊類型的變壓器，其主要透過磁耦合來影響其他繞組的性能表現。在多相配置中，使用分立電感(DL)時，交錯的開關訊號僅能降低輸出節點處的漣波。相較之下，CL會將此種效應傳播到所有已連接相位的MOSFET和電感繞組上。當某一相被啟動時，磁耦合會在其他耦合相內感應出電流的上升斜坡，且這些相位的工作週期不會發生變化。這表示電感電流在其所在相位的關斷時間內不會呈線性下降，而且當其他相位啟動時，電流又會開始上升。因此，CL可以採用較低的相位電感值，同時仍能使每一相位產生極小的電流漣波，進而實現快速的瞬態響應和較高的效率。相位電感值的降低使得在瞬態事件期間的電擺率更快，並且在不犧牲穩定性的前提下，能夠將控制頻寬提升到更高的水準。

分立電感與耦合電感之間的控制迴路及瞬態響應比較

醫療成像系統通常由大量資料擷取電路和DSP/ASIC組成。電腦斷層掃描等大型成像系統的電源既需要快速的瞬態響應，又需要低輸出雜訊，以實現最小的訊號失真和高圖像精度。以一個典型的電腦斷層掃描探測器模組電源為例，其需要從12 VIN輸入電壓獲得1 VOUT輸出電壓和80 A滿載電流。ADI的LT8627SP是Silent Switcher 3單晶片降壓穩壓器系列的一款產品，可提供高達16 A的電流，並具有超低雜訊基準，可實現卓越的低頻雜訊性能。使用一個六相LT8627SP可以滿足應用對高達96 A負載的需求。各相以2 MHz的開關頻率交錯工作，進而產生組合的12 MHz輸出漣波頻率。輸出電容由28個22μF 1206 MLCC電容器和2個560μF聚合物鉭電容器(POSCAP)組成。為瞭解CL相較於更傳統的DL的性能表現，在保持工作條件和輸出電容不變的情況下，單獨研究不同電感類型對穩壓器性能的影響。

市售的兩相和三相CL可用於六相LT8627SP配置中，採用3組兩相和2組三相的設定均可。在本次研究中，選擇了兩種具有不同相電感的Eaton CL。兩相CL選項包括Eaton CL1206-2-R120(120 nH)和CL0806-2-R050(50 nH)。測試的三相CL是Eaton CL0806-3-R050(50 nH)。為了給CL的性能比較提供一個基準，將Coilcraft XGL5050-161用於DL性能的參考，因為其標稱電感為160 nH，與兩相120 nH CL(CL1206-2-R120)相近，並且它的尺寸外型與所選CL的尺寸外型也相似。

表1.所選的分立電感和耦合電感及其電氣特性
  分立電感 耦合電感
製造廠商 Coilcraft Eaton
電感 XGL5050-161 CL1206-2-R120 CL0806-2-R050 CL0806-3-R050
Lk1 160 nH 120 nH 50 nH 50 nH
Lm2 - 130 nH 120 nH 120 nH/130 nH
ISAT (下降20%) 23.5 A 49 A 70 A 70 A
DCR 1.20 mΩ 0.40 mΩ 0.25 mΩ 0.25 mΩ
1 CL漏電感，相當於DL相電感。
2 CL勵磁電感。漏電感與勵磁電感的比值決定了耦合係數。

在對每種電感進行實驗時，對補償網路進行了優化，以便在盡可能提高迴路頻寬的同時，實現至少60°的相位餘裕和8 dB的增益餘裕。當使用CL0806-3-R050電感時，經過補償調整，實現了最高520 kHz的頻寬，同時具有60°的相位餘裕和9 dB的增益餘裕。

圖1顯示了波特圖的結果，並進行分組，以便逐步比較。結果顯示，當系統增加耦合相數或 Ncp時，即使相電感相同（XGL5050-161與CL1206-2-R120相比），迴路頻寬也可以被推得更高。此外，當減小相電感並保持 Ncp恆定時（CL1206-2-R120與CL0806-2-R050相比），迴路頻寬會得到擴展。

Figure 1. Bode plot comparisons using two different inductors: (a) DL 160 nH vs. 2-phase CL 120 nH, (b) 2-phase CL 120 nH vs. 2-phase CL 50 nH, (c) 2-phase CL 50 nH vs. 3-phase CL 50 nH.

圖1.使用兩種不同電感的波特圖比較：(a) DL 160 nH對比兩相CL 120 nH；(b) 兩相CL 120 nH對比兩相CL 50 nH；(c)兩相CL 50 nH對比三相CL 50 nH。

為了分析六相LT8627SP在大電流下的快速瞬態響應能力，施加了一個負載階躍變化為50%且擺率高達40 A/µs的嚴苛負載變化。如圖2所示，根據觀察，輸出電壓在負載階躍變化完成的同時就開始恢復。在出現這種偏差後的一微秒內，所有輸出電壓都穩定下來，體現了LT8627SP對變化做出快速回應的卓越能力。結果還呈現出一致的規律：隨著系統回應速度（頻寬）的提高，輸出電壓的變化幅度會減小。使用LT8627SP的完整六相96 A電路原理圖如圖5所示。

Figure 2. Rising and falling edge transient responses for 40 A/1 μs load step of 6-phase LT8627SP using different inductors.

圖2.使用不同電感時，六相LT8627SP在40 A/1 μs負載階躍下的升緣和降緣瞬態響應。

分立電感和耦合電感的穩態輸出漣波比較

雖然更高的迴路頻寬可以減少瞬態事件期間的輸出偏差，但穩態(SS)輸出漣波同時受到總峰對峰值電流漣波和輸出電容量的影響。使用耦合電感(CL)的優勢，在於相對具有等效相電感的分立電感(DL)，CL能夠產生更小的各相電流漣波。然而，在輸出端的各相電流漣波總和，使得CL和DL的總峰對峰值電流漣波相同，進而導致總峰對峰值輸出電壓漣波也相近。表2對六相LT8627SP的SS輸出漣波測量結果進行了總結，每種電感都採用了經過優化的補償措施。對於使用XGL5050-160和CL1206-2-R120的設計，其輸出漣波約為峰對峰值1 mV，這證實了上述想法，因為其相位電感相似。然而，對於採用兩相和三相50 nH CL的設計，測量到的輸出漣波卻與這一原理相悖，從峰對峰值1.33 mV增加到了峰對峰值2.10 mV。這令人感到意外，因為原本預期在相電感相同的情況下，總輸出漣波也會保持一致。

表2.使用不同電感的六相LT8627SP控制迴路及輸出漣波性能彙總表
L 控制頻寬 瞬態
∆Vout_ppk		 SS
∆Vout_ppk
XGL5050-160 367 kHz 118 mV 1.06 mV
CL1206-2-R120 421 kHz 91.4 mV 0.95 mV
CL0806-2-R050 509 kHz 79.0 mV 1.33 mV
CL0806-3-R050 520 kHz 76.6 mV 2.10 mV

CL的磁耦合能夠在不改變各相工作週期的情況下，使其他耦合相的電流上升。這實際上會在輸出端引入頻率等同於fsw × Ncp的漣波諧波。峰對峰值電壓漣波越大，表示隨著開關諧波的增加，陶瓷輸出電容在分流漣波雜訊方面的效果變差。由於封裝中存在寄生電感和電阻（ESL和ESR），實際的電容表現得就像一個串聯的RLC子電路。這使得電容在不同頻率下呈現出不同的阻抗特性。設計中使用的一個22 μF 1206多層陶瓷電容器(MLCC)的阻抗與頻率曲線顯示，從1 MHz開始，電容開始表現出更多的電感特性，阻抗也隨之升高。因此，期望在從兩相CL轉向三相CL時，輸出漣波水準保持相似是不現實的，因為穩態下的輸出漣波會受到輸出電容特性變化的影響。

Figure 3. Models of nonideal MLCC capacitor and 3-terminal capacitor in bypass mode. The impedance vs. frequency characteristic of 22 μF capacitors used in 6-phase LT8627SP is given to show impedance differences.

圖3.旁路模式下非理想MLCC和3T電容器的模型。其中給出了六相LT8627SP中所用的22 μF電容器的阻抗與頻率特性，以顯示阻抗差異。

在不增加解決方案尺寸的前提下，降低輸出漣波的一種方法是使用三端(3T)電容器，這種電容器的特點是在寬頻段內具有低ESL和大電容。一個22 μF 3T電容器的阻抗曲線顯示，與MLCC的情況類似，從4 MHz到6 MHz（由於兩相和三相耦合產生的特定開關諧波）存在阻抗增加的問題。因此，用三相CL替換兩相CL時，輸出漣波預計仍會增加。不過，相較於傳統陶瓷電容器，3T電容器在高頻下的阻抗要小一個數量級，並且產生的漣波也較小。如圖4所示，在將2個22 μF 1206 MLCC更換為2個22 μF 05035 3T電容器後，出現了顯著的改善，輸出漣波從峰對峰值2.10 mV降低到峰對峰值0.81 mV。為了有效地使用3T電容器，將其放置在CL之後最近的位置，以儘量減小寄生電感。具體細節可參考圖6。在分立電容相同的情況下，此一結果使得3T電容器的應用極具吸引力。整體設計中電容器的數量和輸出電容保持不變，但因輸出漣波更小而獲益良多。

Figure 4. Steady-state output ripple comparison using popular MLCC capacitor vs. 3-terminal capacitor of same discrete 22 μF capacitance. Measurements are based on 6-phase LT8627SP using 3-phase CL0806-3-R050 inductor.

圖4.使用常見的MLCC電容器與具有相同分立22 μF電容的3T電容器進行的穩態輸出漣波比較。測量是基於使用三相CL0806-3-R050電感器的六相LT8627SP進行的。

Figure 5. Schematics of 6-phase LT8627SP for 12 VIN, 1 VOUT`, 2 MHz fsw per-phase, 96 A load solution.

圖5.六相LT8627SP的原理圖，適用於12 VIN、1 VOUT、每相2 MHz fsw 、96 A負載解決方案。

Figure 6. Multiphase layout example. The green line indicates the AC current path from input to output for a single channel. The yellow markers show the location of local sense feedback routed to the ICs’ linked feedback pins. The blue boxes highlight the compensation network for each channel, which is connected to the inner layer where the blue markers are located.

圖6.多相佈局示例。綠線表示單個通道從輸入到輸出的交流電流路徑。黃色標記顯示了引至IC相連回饋接腳的本地感測回饋的位置。藍色框突顯每個通道的補償網路，該連接到藍色標記所在的內層。

單相和多相LT8627SP的寬頻輸出雜訊比較

儘管很少被提及，但更高的迴路頻寬所帶來的一個顯著優勢是能夠降低輸出雜訊。Silent Switcher 3超低雜訊架構具有卓越的寬頻雜訊性能（通常為10 Hz至100 kHz範圍內均方根雜訊為4 μV rms），寬頻雜訊性能已成為雜訊敏感型應用的關鍵性能指標。通常所說的雜訊是由穩壓器快速開關轉換產生的隨機幅度殘餘訊號。因此，迴路頻寬越高，整體輸出雜訊就越低，因為在更寬的頻率範圍內能夠保持較高的直流增益，進而校正任何殘餘的穩態輸出誤差或雜訊。如圖7所示，更高的迴路頻寬能夠在更寬的頻率範圍內（直至控制迴路交叉頻率）衰減低頻雜訊，進而顯著改善整體輸出雜訊。單相和四相LT8627SP解決方案的雜訊曲線基於本系列文章第1部分中介紹的設計，而六相LT8627SP的雜訊曲線則是使用六相設計（採用三相50 nH CL、實現了520 kHz頻寬）測量得到的。

Figure 7. Output noise spectral density comparison between single-phase and multiphase LT8627SP solutions showing decreasing output noise with increasing loop bandwidth.

圖7.單相和多相LT8627SP解決方案的輸出雜訊頻譜密度比較，結果表示輸出雜訊隨著迴路頻寬的增加而降低。

採用CL的多相LT8627SP的設計考慮因素與指導原則

下方列出了使用ADI的LT8627SP進行設計時需要考慮的一些關鍵因素：

  • 在使用兩相和三相CL時，需要採用不同的交錯方案，以便盡可能發揮CL降低漣波的優勢。對於兩相CL而言，耦合相的開關訊號交錯間隔為180°，而使用三相CL時耦合相的開關延遲為120°。耦合相之間的最佳相位延遲的通用公式為360°/Ncp。
  • 在使用CL時，如果希望對穩態輸出漣波進行一致的測量，就需要使用低剖面的探測端子，例如U.FL插座，如此將可避免拾取未遮罩的耦合電感所發出的雜訊。正如本文所討論的，使用U.FL端子探測輸出漣波能得到近乎理想的電壓漣波。
  • 對於多相單晶片開關穩壓器而言，測量其波特圖可能是一項頗具挑戰性的任務，因為每個穩壓器IC都有其自身的回饋和控制邏輯。為確保多相設計能夠達到一致的回應，所有IC的OUTS接腳和VC接腳都應按照原理圖所示連接在一起。如此精心的佈線設計目的，在於確保透過任何一個回饋電阻注入的訊號都會在所有單獨的控制迴路中產生相同的擾動。由於所有相位共用同一個補償網路，因此所有相位的控制迴路都會被迫協同回應。關於多相佈局的指南，請參考圖6。

結論

CL在融入ADI的多相Silent Switcher 3架構電源轉換器後，性能得到了極大提升。此種設計顯著增強了轉換器因應快速大電流變化的能力，同時大幅降低輸出雜訊。多相Silent Switcher 3開關穩壓器能夠處理超過500 kHz迴路頻寬的動態負載，並對低頻輸出雜訊進行持續抑制，因而成為無線通訊、工業環境、防務系統、醫療技術等應用領域的有效解決方案。隨著新一代開關穩壓器的工作頻率超過一兆Hz，傳統陶瓷電容器已成為進一步降低輸出漣波的瓶頸。為了在更高頻率下實現更小的輸出漣波，需要具備更低阻抗特性的電容器，例如三端(3T)電容器。透過將CL與低阻抗輸出電容器相結合，就能打造出一款回應迅速且漣波低的開關穩壓器，而多相Silent Switcher 3開關穩壓器便是此設計理念的有力例證。