精準的主動電壓定位控制技術使μModule穩壓器的輸出電容降低多達50%

作者：ADI 應用工程師 Sin Keng Lee 及資深經理 Zhijun (George) Qian


摘要

本文介紹一種應用於μModule®穩壓器的精準串聯主動電壓定位(AVP)實現方法。藉由該方法，可獲得快速負載瞬態響應，大幅節省電路板空間，實現全陶瓷電容式解決方案。相較於分流AVP設計，此種串聯AVP可提供非常準確的負載線精度，進而大幅提高輸出電壓精度。文中提供了負載瞬態響應的測量結果。

引言

主動電壓定位(AVP)或主動下垂技術能夠調節電源輸出：輕載時維持較高輸出電壓，重載時維持較低輸出電壓。實現AVP控制技術的一大優點是可以改善負載瞬態響應並降低輸出電容，因為AVP為電源回應負載瞬變提供了更多空間。μModule穩壓器是完整、經過測試且合格的封裝電源解決方案。對於電信和資料中心應用，μModule穩壓器憑藉快速負載瞬態響應、極小的電路板佔用空間及全陶瓷電容式解決方案而備受青睞。然而，使用傳統非AVP控制技術很難滿足所有要求。

本文介紹了一種精準串聯AVP實現方法，在回饋控制迴路中增加兩個電阻。此種串聯AVP方法的優勢在於，負載線精度幾乎與gm放大器增益變化無關；而對於分流AVP1等其他AVP實現方法，如果gm放大器增益的變化較大，負載線精度將降低。實現這種串聯AVP後，輸出電容可減少多達50%，同時峰對峰值輸出電壓瞬態也略有改善。由於電容減少50%，因此僅需要陶瓷電容，由此可以大幅提高系統可靠性並優化成本，因為鋁電解電容的可靠性遠低於陶瓷電容，而且成本更高。

實現AVP控制技術的另一個好處在於，當負載電流較大時，可以降低輸出電壓，進而降低負載功耗。LTM4650-2示例顯示，淨功耗節省為1.4 W或5.6%，大幅節省功耗並延長電池續航時間。

串聯AVP實現

AVP是指穩壓器的輸出電壓根據負載電流的變化而動態調整的一種方式，而如果採用傳統方法（非AVP），輸出電壓在所有負載下始終固定在標稱值 VOUT，如圖1所示。如果採用AVP方法，當輸出電流增加時，輸出電壓逐漸降低。在輕載條件下，輸出電壓設為調節至略高於標稱值，而在重載條件下，輸出電壓設為調節至略低於標稱值。1 當負載電流突然增加時，輸出電壓從高於標稱值的位準開始，因此輸出電壓可以下降更多幅度並保持在額定電壓範圍內。當負載電流突然減小時，輸出電壓從低於標稱值的位準開始，因此輸出電壓可以有更多的過沖並保持在額定電壓範圍內。對於所有負載電流範圍，輸出電壓應限制在額定電壓限值內（VMAX和 VMIN之間）。

Figure 1. V<sub>OUT</sub> with AVP vs. the fixed nominal V<sub>OUT</sub> of a conventional approach (non-AVP).
圖1.採用AVP的VOUT與採用傳統方法（非AVP）的固定標稱值VOUT。

圖2顯示AVP串聯補償電路。內部基準電壓(VREF)和VOUT回饋分別連接到誤差放大器的正輸入和負輸入。與RHI連接的VHI（或INTVCC）向放大器輸出（ITH或COMP）提供適當的直流電壓，以防止輸出進入飽和狀態。 RLO（回饋電阻）位於輸出(ITH)和負輸入（或FB）之間。因此， RLO決定了gm放大器增益。RHI和 RLO值應遠高於R1和R2。

Figure 2. AVP series compensation circuit.
圖2.AVP串聯補償電路。

負載線公式1：

Equation 1.

Ki是電流感測增益，RSENSE是電流感測電阻值（或DCR感測的電感DCR值）。

相較於AVP分流補償電路1，串聯補償電路的優勢在於負載線取決於R1/RLO 增益，幾乎與誤差放大器跨導(gm)的容差無關。IC製程和設計多種多樣。遺憾的是，一些IC的gm值在元件間的差異高達±30%，而且分流補償電路AVP的負載線與1/gm增益成正比。因此，分流AVP的負載線較差。

LTM4650-2穩壓器上的AVP解決方案

在LTM4650-2（電流模式同步降壓穩壓器）上，標稱1 V輸出能夠提供25 A負載，瞬態視窗約為±8%(160 mV pp)。在此種傳統穩壓器（非AVP）上，需要外部RC濾波電路來實現快速II型控制環路補償。輸出端有一組5個100 μF陶瓷電容和2個470 μF POSCAP。當負載階躍為19 A（滿載的75%）且擺率為19 A/μs時，瞬態響應為136 mV pp，如圖3所示。

Figure 3. Load transient waveform of non-AVP circuit, 136 mV p-p output voltage transient, C<sub>OUT1</sub> = 5× 100 μF ceramic, and C<sub>OUT2</sub> = 2× 470 μF POSCAPs.
圖3.非AVP電路的負載瞬態波形，輸出電壓瞬態為136 mV pp， COUT1 = 5× 100 μF陶瓷電容，COUT2 = 2× 470 μF POSCAP電容。

如圖4所示，實現AVP時，在COMP上應用了AVP補償電路，但不需要RC補償。在半載(12.5 A)條件下，透過微調R2，特意將輸出電壓設為標稱值(1 V)。對於負載瞬態響應，獲得了95 mV pp的VOUT，如圖5所示。瞬態性能已得到改善。當輸出電壓設為1 V且電流為25 A（滿載）時，負載功率為25 W。透過將輸出電壓降低至0.945 V（25 A負載時），負載功率現在為23.6 W，單個輸出的功耗節省現在為1.4 W。對於兩個輸出，淨功耗節省總計為2.8 W。

Figure 4. Circuit with AVP (series compensation circuit).
圖4.採用AVP的電路（串聯補償電路）。
Figure 5. Load transient waveform of Figure 4 circuit with AVP, 95 mV p-p output voltage transient. C<sub>OUT1</sub> = 5× 100 μF ceramic and <sub>COUT2</sub> = 2× 470 μF POSCAPs.
圖5.採用AVP的電路（圖4）的負載瞬態波形，輸出電壓瞬態為95 mV pp。 COUT1 = 5× 100 μF陶瓷電容，COUT2 = 2× 470 μF POSCAP電容。

採用AVP實現方案時，兩個POSCAP可替換為兩個陶瓷電容，因此COUT1上共使用7個100 μF陶瓷電容。使用陶瓷電容的優勢是等效串聯電阻(ESR)和等效串聯電感(ESL)更低、成本更低、尺寸更精巧、性能更可靠。瞬態性能已改善，測量結果是VOUT為104 mV pp，如圖6所示。

Figure 6. Load transient waveform of the circuit with AVP, 104 mV p-p output voltage transient. C<sub>OUT1</sub> = 7× 100 μF ceramic capacitors.
圖6.採用AVP的電路的負載瞬態波形，輸出電壓瞬態為104 mV pp。COUT1 = 7× 100 μF陶瓷電容。

表1顯示了上述測量的非AVP（基準）、AVP和僅使用輸出陶瓷電容的AVP的負載瞬態響應V p-p，以供比較。

表1.非AVP、AVP和僅使用輸出陶瓷電容的AVP之間的負載瞬態響應V p-p比較
  非AVP 5× 100 μF 陶瓷電容+ 2× 470 μF POSCAP AVP 5× 100 μF 陶瓷電容+ 2× 470 μF POSCAP AVP 7× 100 μF 僅陶瓷電容
負載瞬態響應，V p-p (mV) 136 95 104

結論

在LTM4650-2 μModule穩壓器上實現AVP串聯補償電路不僅提高瞬態響應性能，並降低高負載條件下的負載功耗，同時，輸出電容需要小於50%。因此，可以用陶瓷電容代替POSCAP來進一步降低成本並大幅減少佔用的電路板空間。此種AVP電路也適用於許多其他具有外部補償接腳和外部RC補償網路的μModule穩壓器（例如 LTM4630-1、LTM4626、LTM4636、 LTM8055-1等）。

參考文獻

1Robert Sheehan，「主動電壓定位可減少輸出電容」，ADI，1999年。