如何在对电桥传感器进行电路设计时避免陷入困境

仪表放大器可以调理传感器生成的电信号,从而实现这些信号 的数字化、存储或将其用于控制信号一般较小,因此,放大器 可能需要配置为高增益。另外,信号可能会叠加大共模电压, 也可能叠加较大直流失调电压。精密仪表放大器可以提供高增 益,选择性地放大两个输入电压之间的差异,同时抑制两个输 入中共有的信号。

惠斯登电桥是这种情况的经典例子,但像生物传感器一类的原 电池具有类似的特性。电桥输出信号为差分信号,因此,仪表 放大器是高精度测量的首选。理想情况下,无负载电桥输出为 零,但仅当所有四个电阻均完全相同时,这种情况方为真。假 如有一个以分立式电阻构建的电桥,如图 1 所示。最差情况差 分失调 VOS

Equation 1
     (1)

其中,VEX 为电桥激励电压, TOL 为电阻容差(单位为百分比)。

Figure 1
图 1 惠斯登电桥失调

例如,在各元件的容差均为 0.1%且激励电压为 5 V 时,差分 失调可以高达±5 mV。如果需要 400 的增益来实现所需电桥灵 敏度,则放大器输出端的失调变成±2 V。假设放大器由同一电 源驱动,并且其输出可以轨到轨摆动,则仅电桥失调就可能消 耗掉 80%以上的输出摆幅。在行业要求电源电压越来越小的趋 势下,这个问题只会变得更加糟糕。

传统的三运放仪表放大器架构(如图 2 所示)有一个差分增益 级,其后为一个减法器,用于移除共模电压。增益施加于第一 级,因此,失调放大的倍数与目标信号相同。因此,将其移除 的唯一方法是在参考(REF)端施加反电压。这种方法的主要不 足在于,如果放大器的第一级已经饱和,则调节 REF 上的电 压并不能更正失调。克服这点不足的几种方法包括:

  • 根据具体情况,以外部电阻对电桥分流,但对于自动化 生产来说,这是不现实的,而且在出厂后是无法调整的
  • 减少第一级增益,通过微调 REF 上的电压来移除失调, 并再添一个放大器电路以实现所需增益
  • 减少第一级增益,以高分辨率 ADC 完成数字化输出,并 在软件中移除失调

后两种选项还需要考虑最差情况下与原始失调值的偏差,从而 进一步减少第一级的最大增益。这些解决方案并不理想,因为 它们需要额外的电源、电路板空间或成本,来达到高 CMRR 和低噪声的目标。另外,交流耦合并不是测量直流或超慢移动 信号的一种选择。

Figure 2
图 2 三运放仪表放大器拓扑结构

间接电流反馈(ICF)仪表放大器(如AD8237AD8420可在放 大之前移除失调。图 3 显示ICF拓扑结构原理图。

 Figure 3
图 3 间接电流反馈仪表放大器拓扑结构

该仪表放大器的传递函数在形式上与经典三运放拓扑结构的 传递函数相同,其计算公式为

Equation 2
     (2)

由于输入之间的电压等于反馈(FB)与参考(REF)端子之间的电 压时,放大器的反馈要求可得到满足,因此,我们可将该公式 重写为

Equation 3
     (3)

这意味着,引入一个等于反馈和参考端子之间失调的电压,即 使在存在大输入失调的情况下,也可将输出调整为零伏特。如 图 4 所示,该调整可以通过以下方法实现:从一个简单的电压 源(如低成本 DAC)或者来自嵌入式微控制器的滤波 PWM 信 号,通过电阻 RA 将一个小电流注入反馈节点。

Figure 4
图 4 带失调移除功能的高增益电桥电路

设计步骤

等式(3),1 与 R2 之比将增益设为:

Equation 4
     (4)

设计师必须确定电阻值。较大电阻值可降低功耗和输出负载; 较小 值可限制FB输入偏置电流和输入阻抗误差。如果 R1 和 R2 的并联 组合大于约30 kΩ, 则电阻开始引起噪声。 表1显示了一些建议值。

表 1 各种增益的推荐电阻(1%电阻)

R1 (kΩ) R2 (kΩ) Gain
短路 1
49.9 49.9 2
20 80.6 5.03
10 90.9 10.09
5& 95.3 20.06
2& 97.6& 49.8&
1& 100 101
1& 200 201
1 499 500&
1 1000 1001

为了简化 RA值的查找过程,假设采用双电源运行模式,有一 个接地 REF 端子和一个已知的双极性调整电压 VA。这种情况 下的输出电压可通过以下公式计算:

Equation 5
     (5)

注意, 从VA至输出的增益为反相。 VA 的增加会使输出电压降低, 比值为R2和 VA reduces the output voltage by a fraction given by the ratio of resistors R2 and RA之比。此比值下,可以针对给定的输入失调,使 调整范围达到最大。由于调整范围指向增益之前的放大器输入, 因此,即使在低分辨率源的情况下,也可实施微调。由于 RA 一 般都比 R1大得多,因此,我们可以得到等式(5)的近似值:

Equation 6
     (6)

为了找到一个 RA值以允许最大失调调整范围 VIN(MAX), 在给定调 整电压范围 VA(MAX)的情况下,使VOUT = 0 ,求 RA,结果得到

Equation 7
     (7)

其中,VIN(MAX)为传感器预期的最大失调。等式(5)同时显示, 调整电路的插入会修改从输入到输出的增益。即使如此,其影 响一般也很小,增益可以重新计算为:

Equation 8
     (8)

一般地,对于单电源电桥调理应用,参考端的电压应大于信号 地。如果电桥输出可以在正负间摆动,情况尤其如此。如果基 准电压源由一个低阻抗源(如分阻器和缓冲器)驱动至电压 VREF,如图 5 所示,则等式(5)变为:

Equation 9
     (9)

如果相对于原始等式中的VREF取 VOUT 和VA ,则可得到相同 的结果。 VA(MAX) – VREF 也应替换等式(7)中的 VA(MAX)

设计示例

假设有一个单电源电桥放大器,如图 4 所示,其中,用 3.3 V 电压来激励电桥并驱动放大器。满量程电桥输出为±15 mV, 失调可能处于±25-mV 的范围。为了取得所需灵敏度,放大器 增益需为 100,ADC 的输入范围为 0 V 至 3.3 V。由于电桥的 输出可以为正,也可以为负,因此,其输出指向中间电源或 1.65 V。只需通过施加 100 的增益,失调本身即会强制使放大器输 出处于–0.85 V 至+4.15 V 的范围内,这超过了电源轨。

这个问题可通过图 5 所示的电路来解决。电桥放大器A1 是一个 像AD8237 一样的ICF仪表放大器。放大器A2,带R4 和R5,将 A1 的零电平输出设为中间电源。AD56018 位DAC对输出进行 调整,通过RA使电桥失调为 0。然后,放大器的输出由AD7091微功耗 12 位ADC数字化。

Figure 5
图 5 针对单电源工作模式而修改的失调移除电路

从表1可以发现, 增益为101时, R1和R2 需为1 kΩ和100 kΩ。 电路包括一个可以在 0 V 至 3.3 V 范围内摆动,或者在 1.65V 基准电压左右摆动±1.65 V。为了计算 RA 的值,我们使用等式 (6)。其中,VA(MAX) = 1.65 V 且 VIN(MAX) = 0.025 V, RA = 65.347 kΩ。当电阻容差为 1%时,最接近的值为 64.9 kΩ。然而,这 没有为源精度和温度变化导致的误差留下任何裕量,因此,我 们选择一个常见的 49.9-kΩ 低成本电阻。这样做的代价是调整 分辨率降低了,结果导致略大的调整后失调。

从等式(7),我们可以算出额定增益值为 103。如果设计师希望 得到接近目标值 100 的增益值,最简单的办法是使 R2 的值降 低 3%左右,至 97.6 kΩ,结果对 RA 的值的影响非常小。在新 的条件下,额定增益为 100.6。

由于DAC可以摆动±1.65 V,因此,总失调调整范围可通过由RA 以及R1和R2的并联组合形成的分压器给定,其计算方法如下:

Equation 10
     (10)

在±25-mV 最大电桥失调范围内,±32.1-mV 的调整范围可提供 28%的额外调整裕量。对于 8 位 DAC,调整步长为

Equation 11
     (11)

对于 250-µV 调整分辨率,输出端的最大残余失调为 12.5 mV。

R3 和 C1 c的值可以通过ADC数据手册中的建议值或参考文献2 来确定。对于采样率为 1 MSPS 的 AD7091,这些值为 51 Ω 和 4.7 nF。在以较低速率采样时,可以使用较大的电阻或电容组 合,以进一步减少噪声和混叠效应。

该电路的另一个优势在于,可以在生产或安装时完成电桥失调 调整。如果环境条件、传感器迟滞或长期漂移对失调值有影响, 则可重新调整电路。

受其真轨到轨输入影响,AD8237 最适合采用超低电源电压的 电桥应用。对于要求较高电源电压的传统工业应用,AD8420 不失为一款良好的替代器件。该 ICF 仪表放大器采用 2.7 V 至 36 V 电源供电,功耗低 60%。

表 2 是对两款仪表放大器进行了比较。都使用了最小和最大规 格。有关更多详情和最新信息,请参见产品数据手册。

表 2 AD8237和 AD8420比较

技术规格 AD8237 AD8420
技术
CMOS 
(零漂移)
双极性
静态电源电流 130 µA 80 µA
电源电压范围 1.8 V 至 5.5 V 2.7 V 至 36 V
输入电压范围 –VS – 0.3 V 至 +VS + 0.3 V
–VS – 0.15 V 至 +VS – 2.2 V
差分输入电压限值 ±(VS – 1.2) V ±1 V
轨到轨输出
CMRR(G = 100,dc至60 Hz) 114 dB 100 dB
失调电压 75 µV 125 µV
失调电压漂移 0.3 µV/°C 1 µV/°C
电压噪声频谱密度 68 nV/√Hz 55 nV/√Hz
增益误差(G = 100) 0.005% 0.1%
增益漂移 0.5 ppm/ °C 10 ppm/ °C
带宽,–3 dB (G = 100)
HBW 模式下为10 kHz
2.5 kHz
封装 MSOP-8 MSOP-8

参考电路

1AN212 Application Note. Handling Sensor Bridge Offset. Honeywell International Inc., Rev 05-05.

2HMC1001/HMC1002/HMC1021/HMC1022 1- and 2-Axis Magnetic Sensors Data Sheet. Honeywell International Inc., 2008.

3Kitchin, Charles and Lew Counts. A Designer’s Guide to Instrumentation Amplifiers. 3rd Edition. Analog Devices, Inc., 2006.

4NPC-410 Series Data Sheet. GE Sensing, 2006.

5Product Training Module. Indirect Current Feedback Instrumentation Amplifier Applications Guide. Digi-Key Corporation.

6Walsh, Alan. “Front-End Amplifier and RC Filter Design for a Precision SAR Analog-to-Digital Converter.” Analog Dialogue, Volume 46, 2012.

作者

Gustavo Castro

Gustavo Castro

Gustavo Castro [gustavo.castro@analog.com]是马萨诸塞州威明顿市线性和精密技术部门的应用工程师。其主要兴趣是精密信号调理和电子仪器的模拟与混合信号设计。2011年加入ADI公司之前,他在National Instruments从事高性能数字万用表和精密直流源设计工作达10年。Gustavo拥有墨西哥蒙特利技术学院电子系统学士学位和美国东北大学微系统与材料硕士学位。他拥有三项专利。

Scott Hunt

Scott Hunt

Scott Hunt是ADI公司线性和精密技术部(美国马萨诸塞州威明顿市)的系统应用工程师,主要从事精密仪器仪表工作。Scott于2011年作为一名产品应用工程师加入ADI公司,负责仪表放大器等高性能集成式精密放大器。他拥有伦斯勒理工学院电气和计算机工程学士学位。Scott荣获ADI公司2015年杰出技术写作奖和2015年杰出计划支持奖。