POE电源的最大输入功率取决于受电设备(PD)的功率分级。对于0级PD,最大功率为12.95W;1级PD的功率为3.85W。本应用笔记介绍了一个三输出、功率为3.12W、具有±5%稳定输出的高效POE电源。
电源的关键特性
- 275kHz开关频率
- 符合IEEE802.3af电源标准
- 在一个16引脚SO封装内集成了符合IEEE802.3af标准的POE接口和PWM控制器(MAX5941A)
- 反激型拓扑结构
- 同步整流输出
- 交流隔离电压达1500V的隔离输出
- 所有输出稳定在±5%以内
- 输出:+3.3V (0.2A)、+2.5V (0.6A)和+1.2V (0.8A)
电源工作原理
图1电路是利用符合IEEE802.3af标准的POE接口和PWM电流模式控制器(U2) MAX5941A构成的三输出POE电源。电源的3.3V和2.5V输出采用同步整流反激拓扑结构,1.2V输出由同步整流降压转换器从3.3V降压产生。电路原理图中没有包含输入部分的二极管整流桥。
符合IEEE802.3af标准的POE接口部分
MAX5941A IC中一半用于产生POE接口。二极管整流桥的直流输出加在电容C10的两端。齐纳二极管D4用于防止MAX5941A出现过压。MAX5941A的内部热插拔MOSFET会在39V时导通,并缓慢地将C6充电到40V。MOSFET的导通限制了浪涌电流。当C6几乎被充满到输入电压时,PGOOD信号变为高电平。R10为PD侦测电阻,R25为分级电阻。
PWM控制部分
MAX5941A的另一半电路为PWM控制部分。当电源作用到PWM部分时,PWM控制器开始工作。软启动电容C14缓慢升高功率变压器的原边峰值电流。
Designator | QTY | Description |
C1, C5, C7 | 3 | Ceramic capacitor 100µF, 6.3V, X5R, 10% (1210) |
C10 | 1 | Ceramic capacitor 0.1µF, 100V, X7R, 20% (1206) |
C11 | 1 | Ceramic capacitor 0.47µF, 16V, X7R, 20%, (0805) |
C12, C15, C17, C19, C20 | 5 | Ceramic capacitor 0.1µF, 16V, X7R, 20% (0603) |
C13 | 1 | Ceramic capacitor 4700pF, 100V, X7R, 20% (0603) |
C14 | 1 | Ceramic capacitor 1000pF, 50V, X7R, 20% (0603) |
C16 | 1 | Ceramic capacitor 0.33µF, 25V, X7R, 20% (0603) |
C18 | 1 | Ceramic capacitor 47pF, 50V, COG, 20% (0603) |
C2 | Electrolytic capacitor 4.7µF, 35V | |
C21 | 1 | Ceramic capacitor 47µF, 6.3V, X5R, 10% (121) |
C24, C25, C4 | 3 | Ceramic capacitor 0.1µF, 16V, X7R, 20% (0603) |
C26 | 1 | Ceramic capacitor 220pF, 50V, X7$, 20% (0603) |
C6 | Electrolytic capacitor 22µ, 63V | |
Panasonic EEVFK1220XP | ||
C8 | 1 | Panasonic EEVFK1220XP |
C9 | 1 | Ceramic capacitor 2.2nF, 250VAC, X7R, 20% (2220) |
D1, D2, D3, D6 | 4 | Diode 1N4148W (SOD323) |
D4 | 1 | Zener Diode SMBJ54 (SMB) |
D5-D8 | 2 | Schottky Diode BAT54 (SOT23) |
L1 | 1 | Inductor 4.7µH, Coilcraft DO1608C-472 |
L2, L3 | 2 | Inductor 1µH, Coilcraft DO1608C-102 |
Q1 | 1 | NPN small signal transistor MMBT3904 (SOT23) |
Q2 | 1 | n channel MOSFET 5A, 150V (DPAK) |
Fairchild Semiconductor FQD5N15 | ||
Q3 | 1 | PNP small signal transistor MMBT3907 (SOT23) |
Q6 | 1 | n Channel, logic-level, power trench MOSFET (SOT23) |
R1 | 1 | Resistor 4.75k, 1% (0603) |
R10 | 1 | Resistor 25.5k, 1% (1206) |
R11 | Open | |
R12 | 1 | Resistor 221Ω, 1% (0603) |
R14 | 1 | Resistor 2.10K, 1% (0603) |
R16 | 1 | Resistor 33Ω, 1% (0603) |
R17, R21 | 2 | Resistor 1k, 1% (0603) |
R18 | 1 | Resistor 22Ω, 1% (0603) |
R19 | 1 | Resistor 1.5Ω, 1% (0805) |
R2 | 1 | Resistor 47Ω, 1% (0603) |
R22 | 1 | Resistor 7.87k, 1% (0603) |
R22 | 1 | Resistor 1M, 1% (0603) |
R23 | 1 | Resistor 1M, 1% (0603) |
R24 | 1 | Resistor 2.32k, 1% (0603) |
R25 | 1 | Resistor 255Ω, 1% (0805) |
R26 | 1 | Resistor 10k, 1% (0603) |
R3 | 1 | Resistor 100Ω, 1% (0603) |
R4 | 1 | Resistor 11.30k, 1% (0603) |
R6, R7 | 2 | Resistor 10kΩ, 1% (0603) |
R8 | 1 | Resistor 49.9k, 1% (0603) |
R9 | 1 | Resistor 22.60k, 1% (0603) |
T1 | 1 | Custom transformer Coilcraft C1154-B |
T2 | 1 | Gate-drive transformer Pulse Engineering PA0184 |
U1 | 1 | Dual n Channel 2.5V (G-S) MOSFET (SO8) |
Vishay Si9926BDY | ||
U2 | 1 | IEEE802.3aF-compliant POE/PWM Controller (SO16) |
Maxim MAX5941A | ||
U3 | 1 | 8-Pin SO Error Amplifier Optocoupler (SO8) |
Fairchild Semiconductor FOD2712 | ||
U4 | 1 | 3A 1MHZ Buck Regulator with Internal Switches (QSOP16) |
Maxim MAX8505 |
PWM控制器是一个工作频率为275kHz的电流模式控制器,最大占空比为85%。R19为检流电阻。检流电压送入PWM控制器上的电流检测端口,用于NDRV引脚的栅极驱动。初始偏置由MAX5941A内部的高压稳压器提供,稳压器输入来自电容C8。一旦开关动作并且电容C2上电压超过10V,偏置电压便而直接由电源VDD供给(而不是由输入提供)
原边栅极驱动
NDRV输出馈送到由晶体管Q1和Q3,电阻R16和R2,电容C18以及二极管D1组成的图腾柱缓冲器。此缓冲器延迟驱动MOSFET Q2,使副边双同步整流MOSFET U1可以在MAX5941A提供的栅极驱动电压变高时马上关断。这样可以避免当Q2开通时,变压器(T1)副边发生瞬时短路现象。
变压器T1
变压器T1有五个绕组。引脚1至12是使用SMD线架、EFD 15铁芯,匝数为40匝的主绕组。主绕组第十七匝提供原边偏置电源。三个副绕组与主绕组隔离,可以承受高达1500V的交流电压。引脚5到8之间的绕组用于3.3V输出,而引脚6到7之间的绕组用于2.5V输出。引脚4到9之间的绕组构成驱动绕组,用于驱动U1的MOSFET,并且与输出绕组同相。3.3V和2.5V绕组是采用双线并绕方式,使绕组之间的耦合最大化。
副边整流
双MOSFET U1用于3.3V和2.5V输出的同步整流,以保证较高的转换效率。变压器(T1的引脚9和4)驱动绕组打开MOSFET U1的栅极。当原边MOSFET Q2关断时,驱动绕组上的电压变正,同时T2关断Q6。当MAX5941的NDRV引脚变高,栅极驱动变压器T2接通栅极,使MOSFET Q6断开,从而迫使U1内部的双MOSFET关断。按照这种工作方式,在3.3V和2.5V输出实现同步整流。
3.3V和2.5V反馈回路
U3包含了光耦、误差反馈放大器和内部1.24V基准。2.5V和3.3V输出通过电阻R22和R1输入到误差放大器。因为内部的误差放大器的同相端输入连接到内置1.24V基准电压,反馈控制器将保持R24上的电压稳定在1.24V。R1和R22的阻值选择要保证流过R24电流的1/2来自3.3V输出,另外一半则来自于2.5V输出。通过同步整流以及上述处理过程,可以使3.3V和2.5V输出误差低于±5%。反馈回路还包括C11、C15、R13、R14以及R21等器件。电阻R21在光耦导通时能够保持流入误差放大器的电流最小。
1.2V输出部分
1.2V输出由同步整流降压调节器从3.3V转换得到。U4 (MAX8505)是PWM降压调节IC,内部包括同步整流所需的控制器和MOSFET。在电容C20和C21上可以得到稳定的1.2V直流输出。