一次通过EMI合规性测试—第2部分：PCB辐射示例

2025-07-14

摘要

对于任何需要高速时钟的产品设计，电磁兼容性(EMC)合规问题可能是一大困扰。本文从电磁(EM)场定向的角度概述了印刷电路板(PCB)设计，旨在帮助读者一次性通过电磁干扰(EMI)测试。用于降低EMI的技术也将减轻干扰，这体现了通用的PCB布局理念。本文分为三个部分。第2部分通过几个PCB互连示例，清晰地说明了如何实施第1部分提出的技术。最后，第3部分将讨论满足所提议解决方案的复杂电路板的PCB布局策略。

简介

为了说明为什么需要使用传输线来约束布局中的场能量以管理电磁干扰(EMI)，第1部分介绍了所有必要的物理知识。文章最后简单列出了需要应对的常见印刷电路板(PCB)布局挑战，如下所示。

在PCB上，发生以下情况时，通常会失去场约束：

信号在层间转换
信号在公共接地层上方共用相同的空间
信号在共用接地层上方相互交叉
信号并行运行
出现场边缘效应
信号沿微带线或其他有缺陷的传输线路传播

针对这些问题，本文通过两个例子，剖析了甚至连经验丰富的工程师也容易忽视的最常见PCB辐射来源。

传输线会产生辐射

假设有一个逻辑门，其输出电压即将升高。而IC的去耦电容就在附近，那么即将被利用的能量应储存在哪里呢？它储存在本地，即去耦电容内部的电介质（空间）中。接下来，设想IC将电荷移动到先前处于地电位的输出引脚，从而提高其输出电压。移动的电荷会产生一个电磁场，该电磁场以光速向外传播，并对遇到的其他电荷施加力。幸运的是，接地平面是最近的电荷源，而且它具有良好的导电性，只需要很少的能量就能在走线正下方产生一个抵消电荷。电场可确保该抵消电荷尽可能接近逻辑门提供的原始电荷。从此时起，在这个小偶极子之外的较远位置，电磁场将接近于零。而且，距离这两个相互抵消的电荷越远，时间越长，电磁场就越接近于零。对于加速电荷产生的电磁场，去耦电容中以及输出走线和接地平面之间发生电压转换的电介质中，都会出现位移电流。整个电气小环路中都存在加速电荷（其中一部分由变化的电场提供，即电流）。当电流环路的尺寸相对于观察距离而言很小时，环路加速段的电磁效应会相互抵消。因此，从远处看，净加速电荷似乎为零。

法拉第定律描述的相对论场对于理解EMI至关重要。所有电荷都有库仑场，但当电荷移动（相对而言）和加速时，还会产生其他两种电场，这些电场共同形成总电场。运动和加速会“扭曲”库仑场，使其变成三个分量之和。当电荷作相对运动时，狭义相对论的空间压缩效应会使原本电中性的电路出现净电荷。从数学上讲，这种现象被称为磁场，而其本质是相对运动产生的电场。第三个电场，也是最后一个电场，源于电荷的加速，其与原始加速度方向相反且垂直。这两个额外电场中包含的能量与库仑场中储存的能量不同。磁场和横向电场都是相对论效应的产物，这意味着，它们所蕴含的能量会因情况而异。只有在正交维度视角下，能量才具有真实意义，这导致了一个有趣的结果：空间的一个维度似乎消失了。库仑场的能量储存在三维空间中，而这种横向场的能量则存在并储存于二维空间中。根据法拉第定律，这意味着当存在该横向场时（即当电荷加速时），沿任何闭合路径计算的电场线积分将不为零。这也意味着，该能量随距离衰减的速度比库仑场要慢，其扩散是基于表面积，而非体积。

源于加速电荷的横向场会产生一个相反的场，这个场也会作用于接地平面中的电荷。接地平面中的电荷基于所有三种电力的叠加而移动，净效应导致抵消电流从所需的方向移动，以消除原始加速电荷的变化磁场。掌握了这些知识，我们就能准确预测信号前沿沿传输线传播时会发生什么。当位移电流沿传输线移动时，去耦电容以及传播前沿之前的传输线会看到固定的前向和返回电流。然而，微小电气片段（长度等于信号走线和接地平面之间距离）沿着传输线传播时，只有波前沿的位移电流才会产生辐射。这段位移电流没有闭合的回流路径，所以它产生的电磁场会扩散，引起辐射和EMI。如前所述，前沿之前和之后的传输线部分不会产生任何电活动。传输线上电压发生变化的位置所发生的位移电流，是一种经常被忽视的常规辐射源。这段非常微小的加速电荷可能看似无关紧要，但在复杂的电路板上，会有成千上万条传输线在同一时钟信号下运行。通常情况下，同频时钟产生的辐射会在网络分析仪上以复杂的方式相互叠加，进而可能会形成一个相当可观的辐射源。

谐振电路

除了不理想的传输线之外，普通PCB上还存在着大量谐振电路。这些都是必要的模拟连接，包括运算放大器输入/输出网络、开关电源互连、测量路径等等。问题是，对于大多数设计人员而言，它们与传输线并没有什么区别。我们可以通过将传输线端接电容（或短路），而不是电阻，来将一个正确端接的传输线转变为谐振电路。经过这一简单的改变，整个电路现在仅包含电抗元件，即传输线的L和C以及容性或感性终端。如果线路足够长或容性端电极足够大，此电路便可能在较低频率产生谐振，进而影响电磁辐射。尤其当线路中的电流很大时，这种影响尤为显著。电流越大，产生的辐射也越强。

在正确端接的传输线中，对于每个边沿，能量只会单向传输一次。即使对于0.66倍光速的长传输线，哪怕PCB走线非常长，这段小小的辐射也不会持续太久。参见图1。相比之下，谐振电路没有任何电阻来消耗能量，因此当输入一个阶跃信号时，线路会以 1/2π√LC的频率持续振荡，直到能量以辐射的形式散失出去。

图1. 对于正确端接的传输线，由于电场变化产生位移电流，在信号转换的地方将会发生辐射。

最麻烦的谐振电路莫过于开关电源上的热环路。图2为两种开关电源布局。大多数工程师会认为第二种布局很好，但实则不然。热环路是一个高Q谐振电路，由一些低电阻互连线组成，一端端接至阻抗非常低（高电容）的电源，而另一端连接至降压MOSFET，如图所示。简化电路和仿真如图3所示。虽然几纳亨的电感和下方400 pF Cds的MOSFET，看似不会在CISPR B级频率范围内产生谐振，但实际上却会产生显著谐振。此电路简直是噪声产生的“完美风暴”。

因为谐振电路恰好位于EMI合规要求的频率范围内。
它是一个串联谐振电路，在谐振时会短路（使电流最大化），并且由低电感电压源驱动。
它由高压方波驱动，方波信号包含显著的谐波成分，并且频率接近谐振频率。谐振频率附近总是伴随着一定的谐波成分。
由于电路的Q值较高（实部电阻非常低），因此能量会在电感和电容之间来回震荡，直到所有能量以辐射的形式耗散殆尽。
同步MOSFET的慢速高电容（高于Cds）体二极管会使开关导通时的初始电流最大化。例如，对于V_IN= 48 V的降压转换器，体二极管在短短1 ns的时间内就可能经受48 V的电压。对于Cds = 400 pF（不考虑同步开关的导电体二极管的电感和反向恢复电荷），初始电流将为I = Cdv/dt，既约20 A。该电流仅受电感L限制。

图2. 左图为*LT8641A* 的错误热环路布局。突出显示的环路很容易在1 GHz以下产生谐振。右图是开关电源热环路良好布局的示例。

图3. 上面的仿真强调了管理热环路电感的重要性。请注意，8 nH热环路可以在88 MHz时产生谐振。即使这个环路在电气意义上很小，但由于电流很大，所以会产生强烈的辐射。

由于初始电流非常高，最终在电路谐振频率附近的谐波中会存储大量能量。这就是为什么对于不同设计中的相同降压控制器，在相同频率下工作时，也会在各种位置出现电磁辐射超标问题。辐射的位置与串联LC谐振电路的短路点密切相关，同时也受到谐波电流成分的影响。降低基频电流（降低电压）或降低开关电源(SMPS)基频（以较低频率运行转换器）会有所帮助，因为这样做会衰减有害谐波。将摆率降至谐振频率以下，也能起到改善作用。参见图3。为了避免这个问题，可以提高该谐振电路的频率，进而可以消除热环路。在较高谐振频率下，谐波成分会低得多（见图4），较小的电感和电容储存的能量也会较少。

图4. 对非理想方波的傅里叶分析表明，每个奇次谐波中都存在能量。这个实际波形也有两个拐点。一个位于f = 2 fc/(π) (20 dB/dec)，另一个位于1/(π) tr (40 dB/dec)。

同样的问题也存在于栅极导通电路中，但程度要小得多。对于该电路，可以添加10 Ω的栅极电阻来抑制振荡，并将元件布置得更紧凑以降低电感，从而实现阻尼效果更好、谐振频率更高的环路。

需要注意的是，电路板上的直流电源系统必须采用低阻抗传输线构建。当传输线阻抗√(L/C)，呈现低特性阻抗时，意味着电感 (L)较小而电容(C)较大。这可以通过缩短供电走线与接地回路之间的距离来实现。这种几何结构能为所有接收电力的电路提供更大的能量管道。导体之间距离非常近，因此该结构提供的外部磁场非常小。而由于所有磁场都集中在一个较小的空间中，内部的磁场强度会大大增强。由于薄电介质的存在，电场也会很高，因此坡印廷矢量所描述的功率流P = ExH也会很大。PCB制造工艺存在限制，因此只能通过使用多层电源和接地平面对来降低电路板阻抗，从而改善上述情况。请注意，特性阻抗较高的线路仍然能够传输大量能量。然而，为实现此目的，必须增加线路面积。因为在相同电压和电流条件下，电介质中的电场（E场）和磁场（H场）强度会降低。电感越大，改变储存能量所需的时间就越长（负载电流更大），但对于该固定电源，电容上的线电压根本没有变化。这意味着，当需要快速改变功率流时，较低电感的线路会更加灵活。

回顾引言中列出的常见PCB布局挑战，很容易看出上述示例中这些缺陷是如何在不经意之间引入的。在布局中，为调整电路层而暂时断开传输线是很常见的。这种层变化很容易引入一段传输线（过孔距离），若不在此附近设置接地缝合过孔，该传输线就不会有回流路径。对于多层电路板，如果多个信号层共用一个接地平面，设计性能可能会受影响。在紧凑型电路板中，走线可能在同一接地平面上长距离平行布线。无论哪种做法，都会导致不同信号产生的电磁场相互影响，造成干扰。最后，与上面描述的过孔类似，微带传输线同样无法限制信号传播前沿的磁场。该能量会在电路板平面上自由辐射。

在第3部分中，我们将讨论PCB布局策略，以帮助尽可能地避免各种缺陷。此外，基于本文所呈现的两个示例，第3部分还会增加第三个关于电力传输的例子。

结语

本系列的第一篇文章从电场的角度介绍了布局概念，并阐述了支撑所提出布局策略的基础物理原理。本文是第二篇文章，通过两个PCB互连示例（传输线和谐振电路），说明了一些常见布局做法如何导致电磁干扰(EMI)问题。不合理的电路布局，即使电流很小，也可能因受影响电路的位置、传输线数量以及电流强度（如SMPS中的热环路）等因素，造成干扰和EMI。用于管理EMI和干扰的技术，也能增强PCB对外部电磁场的抗干扰能力。最后，本文探讨了仅由电抗元件组成的常用谐振电路，当发生谐振时，前文所讨论的缺陷会使其辐射能量。

本系列的下一篇文章将介绍最后一种电路类型，即电力传输电路，并将提出一种兼顾电力和信号传输的复杂PCB布局策略。