DN1027: 超宽带直接变频接收器的性能优化

引言

零中频接收器并不是什么新技术。这种器件已经存在了一段时间，主要应用于手机中。然而，零中频接收器在高性能无线基站中的应用却成效一般。主要原因是其动态范围有限，而且在工程应用中仍缺乏广泛深入的理解。新型宽带宽零中频IQ解调器有助于改善主接收器和DPD（数字预失真）接收器在动态范围和带宽方面的不足，并使4G基站能够经济高效地满足不断增长的移动带宽需求。本文讨论了如何通过有效减小IM2非线性和直流失调（这些因素会降低零中频接收器的动态范围）来优化性能，从而为原本非常有挑战性的设计提供可行的替代方案。

推动带宽不断扩大

直到最近，大多数基站仅需处理20MHz的信道带宽，这样的带宽通常分配给多家无线运营商使用。与20MHz信道相关的是配套的100MHz带宽DPD接收器，用于测量最高五阶的交调失真杂散，以便有效消除失真。这些要求一般可通过高中频（外差）接收器得到有效满足。然而，随着行业趋势要求基站必须支持全部60MHz频段的运行，此类设计在当下面临更多挑战。若能实现这方面的突破，将为整个无线制造、安装和部署商业模式带来可观的成本节约。

为了适应三倍的带宽增加，DPD接收器带宽必须从100MHz提高到300MHz。对于75MHz频段，DPD带宽增长到惊人的375MHz。设计出能够支持这种带宽的接收器并非易事。噪声会因为带宽变宽而增加，增益平坦度变得更难以实现，所需的模数转换器采样速率会急剧提高。此外，带宽扩大后，器件的成本也会明显增加。

传统高中频接收器的有限带宽已不足以支持通常要求±0.5dB增益平坦度的300MHz或更高的DPD信号。300MHz基带带宽要求选择至少150MHz的中频频率。要找到一款价格合理、采样速率在600Msps以上的模数转换器，即使分辨率只有12位，也绝非易事。用户可能不得不作出妥协，转而使用10位转换器。

新型IQ解调器可缓解带宽限制

LTC5585 IQ解调器支持直接转换，允许接收器将上述300MHz带宽的RF信号直接解调至基带（见侧边栏：零中频接收器的工作原理）。I和Q输出被解调为150MHz带宽的信号，带宽仅为高中频接收器带宽的一半。为了实现±0.5dB的通带增益平坦度，器件的-3dB转折频率必须远高于500MHz。

LTC5585通过可调谐的基带输出级来支持如此宽的带宽。差分I和Q输出端口有一个100Ω上拉至 V_CC的电阻，与约6pF的滤波电容并联（见图1）。这一简单的R-C网络支持形成片外低通或带通滤波器网络，用以消除高水平的带外阻塞信号，并均衡解调器之后的基带放大器链的增益滚降。在外接100Ω上拉电阻的同时，若差分输出负载电阻为100Ω，则-3dB带宽达到850MHz。

基带带宽扩展

可利用单个L-C滤波器部分来进一步扩展基带输出的带宽。图1显示了这种芯片的基带等效电路，可实现基带带宽扩展。在200Ω负载下，使用18nH串联电感和4.7pF并联电容，可将-0.5dB带宽从250MHz扩展到630MHz。图2显示了不同负载下可能出现的各种输出响应。其中一种响应是在200Ω和10kΩ差分负载电阻下获得的。对于10kΩ负载，使用47nH串联电感和4.7pF并联电容，可将-0.5dB带宽从150MHz扩展到360MHz。

二阶交调失真杂散问题

在直接变频接收器中，二阶交调失真产物(IM2)直接落在基带频率的带内。例如，假设有两个等功率的射频信号f1和f2，频率分别为2140MHz和2141MHz，间隔1MHz；而LO为2130MHz，间隔10MHz。由此产生的IM2杂散将落在f2–f1处，即1MHz处。LTC5585具备独特功能，可通过外部控制电压分别调节I通道和Q通道，以实现IM2杂散的最小化。图3显示了IIP2测量和校准的典型设置。差分基带输出通过巴伦进行组合，1MHz IM2差频分量通过低通滤波器选择，以防止10MHz和11MHz的强主信号音对频谱分析仪前端造成压缩失真。如果没有低通滤波器，为了获得良好的测量结果，频谱分析仪将需要20dB到30dB的衰减和较长的平均测量时间。如图4的输出频谱所示，IM2分量正如预测的那样落在1MHz的带内。该图还显示了调整前后的IM2产物；通过调整IP2I和IP2Q引脚上的控制电压，杂散水平降低约20dB。此调整将IM2杂散降低至-81.37dBc的水平。

借助此IIP2优化功能，可实现两种可能的IP2校准策略。一种策略是在工厂执行“设置即忘”校准步骤。在这种情况下，每个调整引脚使用一个简单的微调电位计即足够，如图3所示。另一种策略是在软件中实现自动闭环校准算法，从而能够定期校准设备。对于已在监控发射器输出的DPD接收器而言，这很简单，因为发射器可以轻松生成两个测试信号音。对于主接收器，这种校准可能需要额外的硬件来将两个测试信号音环回到接收器通道。无论如何，这些都可以在离线校准周期内完成。这种方法会考虑可能影响基站性能的实际运行环境因素。

直流失调电压调零有助于优化模数转换器动态范围

芯片中也集成了类似的调整功能，以将I和Q的直流输出电压归零。直流失调是LO和RF输入泄漏信号的内部不匹配与自混频导致的产物。当信号链全程直流耦合时，直流失调会减小ADC的动态范围。举例来说，微小的10mV输出直流失调电压经过20dB增益级放大后，会导致模数转换器输入端出现100mV的直流失调。对于12位ADC的2V_P-P输入范围，这样的直流失调量意味着裕量减少205 LSB，或ADC的动态范围实际损失0.9dB。

为了尽量减少LO和RF输入之间的泄漏，应采取措施隔离这两个信号。在PCB布局中，应将这两条信号走线彼此分开，以防止交叉耦合。即使RF端口存在明显的泄漏，LO信号也会自混频，在输出端形成直流失调项。幸运的是，LO电平通常是恒定的，因此直流失调电压也是恒定的，可通过调整轻松消除。更棘手的是射频输入，其信号电平可能在很宽的范围内变化。当信号发生变化时，任何泄漏到LO输入的信号都会自混频并产生动态直流失调电压，导致解调信号失真。因此，保持较小泄漏有助于将直流失调降至最低。

直接变频接收器的潜在成本优势

零中频接收器由于潜在的成本节约优势而特别引人注目。如上所述，射频信号解调到低频基带。在较低频率下，滤波器的设计会更容易。此外，零中频解调不会在基带产生镜像，从而无需相对昂贵的SAW滤波器。最有吸引力的优势也许是ADC采样速率可以显著降低。在上面的例子中，150MHz I和Q基带带宽可以通过双通道310Msps ADC（如LTC2258-14）有效解决，而无需采用更昂贵的高采样速率ADC。

结语

随着无线接收器带宽和性能的提高，新型宽带正交解调器提供了一种替代方法，有助于解决架构缺陷并提升接收器性能，同时降低系统成本。

侧边栏

IQ解调的工作原理

IQ解调

为了解释IQ解调器的运行，可以将其RF输入信号S_RF(t)表示为两个双边带调制正交载波的组合：

S_RF(t) = S_I(t) + S_Q(t) = l(t)cosω_RFt - Q(t)sinω_RFt

如图A所示，同相分量I(t)和正交分量Q(t)是基带信号，可以看作是产生S_RF(t)的理想IQ调制器的输入。

IQ解调器利用S_I(t)和S_Q(t)之间的正交相位关系，实现I(t)和Q(t)的重建。在频域表示中，–90°的相移对应于希尔伯特变换的乘积：

H(jω) = jsgn(ω)

它将关于ω = 0偶对称的频谱转换为奇对称的频谱，反之亦然。因此，S_I(t) 和 S_Q(t)的频谱表现出不同的对称性： S_I(t) 具有偶对称性， S_Q(t) 具有奇对称性。利用偶LO（余弦）对偶射频输入分量 S_I(t) 进行下变频可得到I(t)，而利用奇LO（正弦）对 S_Q(t) 进行下变频可得到Q(t)。奇偶的交叉组合结果为零。

LO输出之间正交关系的误差φ会导致I通道和Q通道之间发生串扰。以I相通道为参考，在Q通道LO中引入一个偶分量：

sin(ω_RFt + φ) = sin(ω_RFt)cosφ + cos(ω_RFt)sinφ

导致I(t)对Q通道输出 Q_OUT(t)的贡献为：

Q_OUT(t) = Q(t)cosφ + I(t)sinφ

镜像消除接收器

IQ解调器的另一个应用是具有非零中频频率的镜像抑制/消除接收器，如图B所示。

I通道保持RF输入信号的对称性，而Q通道将偶分量转换为奇分量（反之亦然）。额外的90°移相器会恢复Q通道的原始对称性，但信号 S₁(t)和S₂(t)的符号相反；S₂(t)的中心频率较高，因此其相位领先于LO，而S1(t)的相位滞后。通过对I通道进行加法运算，可重建下变频信号S₂(t)；通过减法运算可重建S₁(t)。

当I通道和Q通道之间存在正交相位误差φ或增益失配α时，镜像抑制(IR)性能会下降。相位误差会在通道之间引入串扰，而增益失配会导致加法运算无法完全消除镜像：

Equation 5.