基於熱敏電阻的溫度感測系統：設計挑戰和電路配置

作者：ADI 應用工程師Jellenie Rodriguez 及 Mary McCarthy

簡介

本系列文章分為兩部分，本文為第1部分。本部分首先將討論基於熱敏電阻的溫度測量系統發展歷程和設計挑戰，以及其與基於電阻溫度檢測器(RTD)的溫度測量系統比較。此外並簡要介紹熱敏電阻選擇、配置權衡，以及Σ-Δ型類比數位轉換器(ADC)在該應用領域中的重要作用。第2部分則將詳細介紹如何優化和評估基於熱敏電阻的最終測量系統。

熱敏電阻與RTD

正如文章「如何選擇並設計理想RTD溫度檢測系統」中所討論的，RTD是一種電阻值隨溫度變化的電阻器。熱敏電阻的工作方式與RTD類似。RTD僅有正溫度係數，熱敏電阻則不同，既可以有正溫度係數，也可以有負溫度係數。負溫度係數(NTC)熱敏電阻的阻值會隨著溫度升高而減小，而正溫度係數(PTC)熱敏電阻的阻值會隨著溫度升高而增大。圖1顯示了典型NTC和PTC熱敏電阻的回應特性，以及其與RTD曲線的比較。

在溫度範圍方面，RTD曲線接近線性，而熱敏電阻具有非線性（指數）特性，因此前者覆蓋的溫度範圍（通常為–200°C至+850°C）比後者更寬。RTD通常提供眾所皆知的標準化曲線，而熱敏電阻曲線則因製造商而異。我們將在本文的「熱敏電阻選擇指南」部分詳細討論這一點。

熱敏電阻由複合材料——通常是陶瓷、聚合物或半導體（通常是金屬氧化物）——製成，相較於由純金屬（鉑、鎳或銅）製成的RTD，前者更小且更便宜，但不如後者堅固。熱敏電阻能夠比RTD更快地檢測溫度變化，進而提供更快的回饋。因此，熱敏電阻感測器常用於要求低成本、精巧尺寸、更快回應速度、更高靈敏度且溫度範圍受限的應用，例如監控電子設備、家庭和建築控制、科學實驗室，或商業或工業應用中的熱電耦所使用的冷端補償。

在大多數情況下，精密溫度測量應用使用NTC熱敏電阻，而非PTC熱敏電阻。有一些PTC熱敏電阻被用於過流輸入保護電路，或用於安全應用的可復位保險絲。PTC熱敏電阻的電阻-溫度曲線在達到其切換點（或居禮點）之前有一個非常小的NTC區域；超過切換點之後，在幾個攝氏溫度範圍內，其電阻會急劇增加幾個數量級。因此，在過流情況下，PTC熱敏電阻在超過切換溫度後會產生大量自發熱，其電阻會急劇增加，導致輸入系統的電流減少，進而防止系統發生損壞。PTC熱敏電阻的切換點通常在60°C和120°C之間，因此其不適合用在寬廣溫度範圍應用中監控溫度測量結果。本文重點介紹能夠測量或監控–80°C至+150°C溫度範圍的NTC熱敏電阻。NTC熱敏電阻在25°C時的標稱電阻從幾歐姆到10 MΩ不等。如圖1所示，相較於RTD，熱敏電阻於每個攝氏溫度的電阻變化更為明顯。熱敏電阻的高靈敏度和高電阻值使得其前端電路比RTD更簡單，因為熱敏電阻不需要任何特殊的接線配置（例如3線或4線）來補償引線電阻。熱敏電阻設計僅使用簡單的2線配置。

表1顯示了RTD、NTC和PTC熱敏電阻的優缺點。

基於熱敏電阻的溫度測量挑戰

高精度的熱敏電阻溫度測量需要精密訊號處理、類比數位轉換、線性化和補償，如圖2所示。儘管訊號鏈看起來簡單明瞭，但其中涉及的幾個複雜因素也會影響整個系統的電路板尺寸、成本和性能。ADI精密ADC產品組合中有幾種整合解決方案，例如 AD7124-4/AD7124-8，其能為溫度系統設計帶來各個層面的好處，應用所需的大部分建構模組都已內建。但是，設計和優化基於熱敏電阻的溫度測量解決方案涉及到多種挑戰。

挑戰包括：

• 市場上有各種各樣的熱敏電阻。

• 如何為具體應用選擇合適的熱敏電阻？

• 與RTD一樣，熱敏電阻是被動元件，自身不會產生電氣輸出。使用激發電流或電壓來測量感測器的電阻，即讓一個小電流經過感測器以產生電壓。

• 如何選擇電流/電壓？
• 熱敏電阻訊號應如何處理？
• 如何調整上述變數，以便在規格範圍內使用轉換器或其他建構模組？
• 在一個系統中連接多個熱敏電阻：感測器如何連接？不同感測器之間是否能共用一些模組？對系統整體性能有何影響？

• 熱敏電阻的一個主要問題是其非線性響應和系統精度。

• 設計的預期誤差是多少？
• 使用哪些線性化和補償技術來實現目標性能？

本文將討論所有挑戰，並就如何解決這些問題和進一步簡化此類系統的設計過程提供建議。

熱敏電阻選擇指南

現今市面上有許多NTC熱敏電阻可供選擇，為具體應用選擇特定的熱敏電阻可能相當具有挑戰性。請注意，熱敏電阻按其標稱值列出，即25°C時的標稱電阻。因此，10 kΩ熱敏電阻在25°C時的標稱電阻為10 kΩ。熱敏電阻的標稱或基本電阻值從幾歐姆到10 MΩ不等。標稱電阻較低（10 kΩ或更低）的熱敏電阻，支援的溫度範圍通常也較低，例如–50°C至+70°C。標稱電阻較高的熱敏電阻，可支援最高300°C的溫度。

熱敏電阻元件由金屬氧化物製成。熱敏電阻有珠狀、徑向和SMD等形式。珠狀熱敏電阻採用環氧樹脂塗層或玻璃封裝，以提供額外保護。環氧樹脂塗層珠狀熱敏電阻、徑向和SMD熱敏電阻適用於最高150°C的溫度。玻璃塗層珠狀熱敏電阻適用於高溫測量。所有類型熱敏電阻的塗層/封裝還能防止腐蝕。一些熱敏電阻並具有額外的外殼，以在惡劣環境中提供進一步的保護。相較於徑向/SMD熱敏電阻，珠狀熱敏電阻具有更快的回應時間。然而，後者不如前者那麼穩健。因此，使用何種熱敏電阻取決於最終應用和熱敏電阻所處的環境。熱敏電阻的長期穩定性取決於製造材料及其封裝和結構。例如，環氧樹脂塗層的NTC熱敏電阻每年可能變化0.2°C，而密封的熱敏電阻每年僅變化0.02°C。

不同熱敏電阻有不同的精度。標準熱敏電阻的精度通常為0.5°C至1.5°C。熱敏電阻的標稱電阻值和β值（25°C至50°C/85°C關係）有一個容差。請注意，熱敏電阻的β值取決於製造商。例如，不同製造商生產的10 kΩ NTC熱敏電阻會有不同的β值。對於較高精度的系統，可以使用Omega™ 44xxx系列等熱敏電阻。在0°C至70°C的溫度範圍內，其精度為0.1°C或0.2°C。因此，所測量的溫度範圍以及該溫度範圍內所需的精度決定了一個熱敏電阻是否適合特定應用。請注意，Omega 44xxx系列的精度越高，其成本也越高。

因此，使用何種熱敏電阻取決於：

• 被測溫度範圍
• 精度要求
• 使用熱敏電阻的環境
• 長期穩定性

線性化：β與Steinhart-Hart公式

為了將電阻轉換為攝氏，通常使用β值。只要知道兩個溫度點以及每個溫度點對應的電阻便可確定β值。

其中：

R_T1 =溫度1時的電阻

R_T2 = 溫度2時的電阻

T₁ =溫度1 (K)

T₂ = 溫度2 (K)

熱敏電阻的產品手冊通常會列出兩種情況的β值：

• 兩個溫度分別為25°C和50°C
• 兩個溫度分別為25°C和85°C

使用者使用接近設計所用溫度範圍的β值。大多數熱敏電阻產品手冊在列出β值的同時，還會列出25°C時的電阻容差和β值的容差。

較高精度的熱敏電阻（如Omega 44xxx系列）和較高精度的最終解決方案使用Steinhart-Hart公式將電阻轉換為攝氏。公式2需要三個常數A、B和C，這些常數同樣由感測器製造商提供。公式的係數是利用三個溫度點產生的，因此所得公式盡可能減少了線性化引入的誤差（線性化引起的誤差通常為0.02°C）。

其中：

A、B、C是從三個溫度測試點得出的常數。

R = 熱敏電阻的阻值，單位為Ω

T = 溫度，單位為K

電流⁄電壓激發

圖3顯示了感測器的電流激發。將激發電流作用於熱敏電阻，並將相同電流作用於精密電阻；精密電阻用於測量的參考。參考電阻的值必須大於或等於熱敏電阻的最高電阻值（取決於系統中測量的最低溫度）。選擇激發電流的大小時，同樣要考慮熱敏電阻的最大電阻值，以確保感測器和參考電阻兩端產生的電壓始終處於電子設備可接受的水準。激發電流源需要一定的餘裕或輸出順從性。如果熱敏電阻在所測量的最低溫度時具有較大電阻，則激發電流值將非常低。因此，高溫下熱敏電阻兩端產生的電壓很小。為了優化這些低位準訊號的測量，可以使用可編程增益級。然而，增益需要動態程式設計，因為來自熱敏電阻的訊號位準會隨溫度發生明顯變化。

另一個方案是設定增益但使用動態激發電流。當來自熱敏電阻的訊號位準發生變化時，激發電流值也會動態變化，使得熱敏電阻兩端產生的電壓處於電子設備的額定輸入範圍內。使用者必須確保參考電阻兩端產生的電壓也處於電子設備可接受的水準。此兩種方案都需要高水準的控制，持續監測熱敏電阻兩端的電壓，以確保訊號能被電子設備測量。另外，是否有更簡單的方案？讓我們來看看電壓激發。

當熱敏電阻由恆定電壓激發時，通過熱敏電阻的電流將隨著熱敏電阻阻值的變化而自動縮放。現在使用精密感測電阻，而不使用參考電阻，其目的是計算流過熱敏電阻的電流，如此便能計算出熱敏電阻的阻值。由於激發電壓也用於ADC基準電壓，因此無需增益級。處理器無需監控熱敏電阻兩端的電壓，無需確定該訊號位準能否被電子設備測量，也無需計算要將增益/激發電流調整到什麼值。這是本文中使用的方法。

熱敏電阻阻值範圍⁄激發

如果熱敏電阻的標稱電阻和阻值範圍較小，那麼電壓或電流激發均可使用。在此種情況下，激發電流和增益可以是固定值。電路將如圖3所示。此種方法很有用，因為流過感測器和參考電阻的電流是可控的，這在低功耗應用中很有價值。此外，熱敏電阻的自發熱也極小。

對標稱電阻較低的熱敏電阻也可以使用電壓激發。但是，用戶必須確保通過感測器的電流對於感測器本身或應用而言任何時候都不能太大。

當使用標稱電阻和溫度範圍均較大的熱敏電阻時，電壓激發會使系統更容易實現。較大標稱電阻確保標稱電流處於合理水準。但是，設計人員需要確保電流在應用支援的整個溫度範圍內處於可接受的水準。

Σ-Δ ADC在基於熱敏電阻的應用中的重要作用

當設計熱敏電阻測量系統時，Σ-Δ ADC能提供多方面優勢。首先，Σ-Δ型ADC能夠對類比輸入過採樣，進而盡可能減少外部濾波，只需要簡單的RC濾波器。另外，其支援彈性選擇濾波器類型和輸出資料速率。在採用市電供電的設計中，內建數位濾波可用來抑制交流電源的干擾。AD7124-4/AD7124-8等24位元元件的峰對峰值解析度21.7位元（最大值），因此其能提供高解析度。

其他優點包括：

• 寬廣共模範圍的類比輸入
• 寬廣共模範圍的基準輸入
• 能夠支援比率式配置

有些Σ-Δ型ADC整合了很多功能，包括：

• PGA
• 內部基準電壓源
• 基準電壓源/類比輸入緩衝器
• 校準功能

使用Σ-Δ ADC可大幅簡化熱敏電阻設計，減少BOM，降低系統成本，縮小電路板空間，並縮短產品上市時間。

本文將AD7124-4/AD7124-8用於ADC，其是整合PGA、嵌入式基準電壓源、類比輸入和基準電壓緩衝器的低雜訊、低電流精密ADC。

熱敏電阻電路配置——比率式配置

無論使用激發電流還是激發電壓，都建議使用比率式配置，其中基準電壓和感測器電壓是從同一激發源獲得。表示激發源的任何變化都不會影響測量的精度。

圖5顯示，恆定激發電流為熱敏電阻和精密電阻 R_REF供電， R_REF上產生的電壓就是熱敏電阻測量的基準電壓。激發電流不需要非常精準，穩定性不需要太高，因為在此配置中，激發電流的任何誤差都會被抵消。激發電流通常比電壓激發更受歡迎，原因是其能卓越的控制靈敏度，而且當感測器位於遠端地點時，其具有更好的抗擾度。此種類型的偏置技術常用於電阻值較低的RTD或熱敏電阻。但是，對於電阻值較大且靈敏度較高的熱敏電阻，溫度變化所產生的訊號位準會較大，因此應使用電壓激發。例如，一個10 kΩ熱敏電阻在25°C時的阻值為10 kΩ，而在−50°C時，NTC熱敏電阻的阻值為441.117 kΩ。AD7124-4/AD7124-8提供的50 µA最小激發電流可產生的電壓為441.117 kΩ × 50 µA = 22 V，此電壓過高，超出了該應用領域中使用的大多數ADC的工作範圍。熱敏電阻通常並連接到電子設備或位於電子設備附近，因此不需要激發電流的抗噪優勢。

圖6顯示了用於在NTC熱敏電阻兩端產生電壓的恆定激發電壓。以分壓器電路的形式增加一個串聯感測電阻，會限制熱敏電阻在最小電阻值時流經其中的電流。在此配置中，在25°C的基本溫度時，感測電阻RSENSE的值必須等於熱敏電阻的電阻值，以便將其處於25°C標稱溫度時的輸出電壓設定為基準電壓的中間值。同樣的，如果使用25°C時阻值為10 kΩ的10 kΩ熱敏電阻，則RSENSE必須等於10 kΩ。當溫度改變時，NTC熱敏電阻的阻值也會改變，熱敏電阻兩端的激發電壓的一小部分也發生改變，進而產生與成NTC熱敏電阻阻值比例的輸出電壓。

如果選擇用來為熱敏電阻和/或 R_SENSE供電的基準電壓與用於測量的ADC基準電壓相同，則系統就是比率式測量配置（圖7），任何與激發電壓源相關的誤差都會被消除。

請注意，感測電阻（電壓激發）或參考電阻（電流激發）的初始容差和漂移必須很低，因為此兩個變數均會影響系統總體精度。

當使用多個熱敏電阻時，可以使用單一激發電壓。但是，每個熱敏電阻必須有自己的精密感測電阻，如圖8所示。另一個方案是使用低導通電阻的外部多工器或開關，進而支援共用單一精密感測電阻。採用此種配置時，每個熱敏電阻在測量時都需要一定的建立時間。

總之，設計基於熱敏電阻的溫度系統時需要關注多個層面：感測器選擇，感測器連接，元件選擇的權衡，ADC配置，以及這些不同變數如何影響系統整體精度。本系列文章的第二部分將進一步解釋如何優化系統設計和整體系統誤差預算，進而實現目標性能。