精準感測大電流

作者：ADI首席應用工程師 Simon Bramble

摘要

本文介紹的電路能以高精度測量從幾安培到數百安培的電流。

引言

許多應用都需要測量電流。很多數位萬用表可以高精度地測量最高10A的電流。然而，如果需要測量更大的電流，則必須使用其他方法。在負載迴路中串聯一個電流感測電阻並測量其兩端的電壓降，可以輕鬆實現電流感測，但這種方法並非沒有代價。感測電阻兩端的電壓必須夠小，以便為負載提供最大電壓，並使感測電阻的熱耗散最小化；同時阻值又必須夠大，以便能夠以高精度測量感測電阻兩端的電壓。還有一個問題：使用示波器等設備測量電壓時，如果接地線不是以地為基準，那麼測量結果可能不準確。本文描述的電路有助於以高精度測量感測電阻兩端的較低電壓，並可產生一個放大、以地為基準的輸出電壓。

電路

圖1所示電路採用LTC6102和Isabellenhütte的50 µΩ分流器。負載中的電流在感測電阻R1上產生一個電壓。該元件有一個反饋迴路，其讓電流流入-INF接腳，進而使+IN和-INS保持相同電壓。因此，R1上的電壓與R2上的電壓相同。所以，流經R2的電流低於負載電流，降低的幅度取決於R2與R1之比。此電流流經OUT接腳，並在R3上產生一個電壓，該電壓可以進行測量。

Figure 1. The current sense circuit. — 圖1.電流感測電路

輸出電壓可由公式1表示：

Equation 1.

經過變換可得公式2：

Equation 2.

*小知識：Isabellenhütte是全球現存歷史最悠久的電子公司。

直流測量

為了避免使用大電流評估電路的性能，可以將50 µΩ分流電阻替換為1 Ω精密電阻。如此一來，電路依舊能夠產生相同的輸出電壓，但負載電阻提升了20,000倍。此外，由於使用大值負載電阻，測試引線的阻抗就不會影響電阻讀數。負載電阻兩端的電壓和負載的阻值均可利用標準萬用表測量，由此可以高精度地計算負載電流。

因此，1 Ω分流電阻兩端的電壓可以在不同的負載電流下進行計算，然後可以使用示波器或電壓表測量該元件的輸出電壓。圖2中的表格顯示了使用1 Ω、1%電阻作為分流電阻，在不同負載下測得的結果。A、B和D列的讀數是利用校準的萬用表測得的。C列計算方法為：將負載兩端的電壓（A列）除以測得的負載電阻（B列），然後乘以感測電阻。E列計算方法為：將分流電壓除以150 (R2)，再乘以4990 (R3)。F列計算方法為：從測得的輸出電壓（D列）中減去計算得到的輸出電壓（E列），然後除以計算得到的輸出電壓。

Figure 2. Output voltage and error vs. shunt voltage. — 圖2.輸出電壓和誤差與分流電壓的關係直流測量

圖3顯示了輸出電壓與分流電壓的關係。右側軸顯示了計算的輸出電壓與測量的輸出電壓之間的百分比誤差。

Figure 3. Output voltage and error vs. shunt voltage. — 圖3.輸出電壓和誤差與分流電壓的關係

輸入失調電壓會為感測電阻兩端測得的電壓帶來誤差，因此感測電阻兩端的電壓必須顯著高於失調電壓。舉例來說，如果感測電阻兩端的電壓為100 mV，電流感測放大器的輸入失調電壓為1 mV，那麼後者將為讀數帶來1%的誤差。分流電阻兩端的電壓越高，測量結果越準確，但隨之而來的問題是，分流電阻的熱損耗也會增加，導致負載上的電壓下降。高失調電壓也會限制能夠準確測量的負載電流的動態範圍。隨著負載電流的減少，分流電阻兩端的電壓會變小，輸入失調電壓會導致誤差成比例地增加。

該元件的輸入失調電壓為10 µV，對測量誤差的影響非常小，因此其能確保對寬動態負載電流進行準確測量。如圖2和圖3所示，當檢測電壓低於55 µV時，失調電壓開始引入顯著的誤差。

校準

圖2顯示，985 Ω的負載電阻產生了12.2234 mV的分流電壓。相較於分流電壓，輸入失調電壓微不足道，不會對讀數誤差產生影響。系統現在則可以進行校準。另外R3也可調整使測量電壓等於計算的輸出電壓406.63 mV，進而消除電阻R1、R2和R3造成的誤差。

圖2顯示，大電流下的誤差為-0.65%，而低電流下的誤差為+3.94%。透過調整R3校準系統後，低電流下的誤差為+4.59%，因此現在測得的輸出電壓應為1.935 mV。透過計算輸出電壓與新的測量輸出電壓之間的差值，可以計算輸入失調電壓，如公式3所示。

Equation 3.

這與產品手冊中的輸入失調電壓值（約3 µV）相符。

交流測量

LTC6102能夠進行高精度直流測量，那麼其交流測量能力如何呢？降壓轉換器的輸入電流具有較大交流成分，若要確定其效率，IC必須以高精度測量此電流。

圖4顯示了頻率響應。

Figure 4. The gain vs. frequency of the LTC6102. — 圖4.LTC6102的增益與頻率的關係

許多DC-DC轉換器的開關頻率在200 kHz到500 kHz之間，圖4顯示在這些頻率下衰減並不明顯，因此當測量降壓轉換器的輸入電流時，該元件的輸出會出現漣波。然而，若在輸出電阻R3兩端添加一個電容，則該衰減會大幅增加，如圖1所示。

為了驗證是否如此，將輸入電壓為15 V、輸出電壓為3.3 V的降壓轉換器 LTC3891連接到4.3 A的負載，並在輸入線路中插入圖1所示電路。用7個並聯1 Ω電阻代替50 µΩ感測電阻，得到142.8 mΩ的分流電阻。測量分流電阻兩端的電壓，結果如圖5所示。

Figure 5. The voltage across the 143 mΩ sense resistor. — 圖5.143 mΩ感測電阻上的電壓

將一個由47 Ω電阻和10 µF電容組成的RC濾波器放在感測電阻兩端，並測量濾波電容兩端的電壓，如圖6所示。如此便可在不改變分流電阻值的情況下，用萬用表更準確地測量輸入電流。

Figure 6. The filtered voltage across the sense resistor. — 圖6.感測電阻上經過濾波的電壓

10 µF電容兩端的電壓測量結果為143.6 mV，因此輸入電流為1.005 A。

接下來測量LTC6102的輸出電壓。圖7顯示了沒有0.1 µF電容情況下R3兩端的輸出電壓。

Figure 7. The unfiltered output voltage. — 圖7.未濾波的輸出電壓

在R3兩端增加一個0.1 µF電容可使輸出電壓測量更準確，如圖8所示。

Figure 8. The output voltage with 100 nF across R3. — 圖8.R3上的輸出電壓，使用100 nF電容

使用萬用表測得R3上的輸出電壓為4.75 V。這相當於142.79 mV的分流電壓，因此分流電流為0.999 A，接近之前測量的1.005 A。值得注意的是，這兩個電流的百分比差異為-0.57%，與圖2表格中顯示的誤差相似。

基於已知數值和測得的輸出電壓3.28 V，可以計算LTC3891的效率，如公式4所示。

Equation 4.

測量大電流

使用圖1所示電路。30個4.7 Ω電阻並聯連接，形成一個156.6 mΩ負載。使用長10 cm、截面積10 mm²的銅線連接這些電阻。銅的電阻率(ρ)為1.68 × 10^-8 mΩm，基於此可計算銅線的電阻，如公式5所示。

Equation 5.

因此，銅線增加的負載電阻可忽略不計。

圖9所示為連接到汽車電池的分流電路。使用熱風槍將導線焊接到分流器上。

Figure 9. The complete current sense circuit. — 圖9.完整的電流感測電路

電壓表連接在負載兩端和LTC6102的輸出兩端，如圖10所示。115.4 mV的輸出電壓對應於69.38 A的負載電流。對於10.76 V電池，計算得到的負載電流為68.68 A，因此該元件的電流測量精度為1%。

Figure 10. The battery voltage and output from the LTC6102. — 圖10.電池電壓和LTC6102的輸出

關於精度，需要說明的是，圖1中R2的容差為5%，50 µΩ分流器也是如此。如果系統要在大電流下進行校準，則應測量每個負載電阻的阻值，以便計算有效並聯電阻。一旦獲得高精度的負載電阻值，便可測量負載電壓，進而確定系統在大電流下工作時的真實精度。

結語

從圖中可以看出，LTC6102可透過精巧的尺寸解決方案測量非常大的電流，並且產生以地為基準的輸出。圖1中使用的50 µΩ分流器最大功耗為36 W，這表示該電路可以高精度地測量高達800 A的負載電流。該元件的額定電壓為60 V（LTC6102HV的額定電壓為105 V），則能夠為各種應用提供卓越的解決方案。