Обзор

Ресурсы проектирования

Файлы проектирования и интеграции

  • Схема
  • Спецификация
  • Файлы Gerber
  • Сборочный чертеж
Загрузить файлы проектов 814 kB

Оценочные платы

Буква "Z" в наименовании компонента указывает на соответствие требованиям RoHS. Отмеченные платы нужны для оценки данной схемы

  • EVAL-CN0227-HSCZ ($385.00) High Performance, 16-Bit, 250 MSPS Wideband Receiver with Antialiasing Filter
  • HSC-ADC-EVALCZ ($698.28) High Speed Eval Control Board
Проверка наличия и приобретение

Особенности и преимущества

  • 16-разрядный широкополосный приемник со скоростью преобразования 250 MSPS
  • Антиалайзинговый фильтр
  • Отношение сигнал/шум 72 дБ при частоте входного сигнала 120 МГц
  • Динамический диапазон, свободный от паразитных составляющих, 82 дБ при частоте входного сигнала 120 МГц

Функции и преимущества схемы

Схема, изображенная на рис. 1, представляет собой входной интерфейс широкополосного приемника, построенный на основе дифференциального усилителя-драйвера с крайне малым шумом ADL5562 и 16-разрядного аналого-цифрового преобразователя с быстродействием 250 MSPS AD9467.

Антиалайзинговый фильтр (фильтр предотвращения спектральных наложений) третьего порядка с характеристикой Баттерворта оптимизирован, исходя из общих требований к схеме и требований к интерфейсу между усилителем и АЦП. Полные потери, вносимые фильтром и другими компонентами, составляют всего 1,8 дБ.

Схема обладает шириной полосы 152 МГц и неравномерностью в полосе пропускания 1 дБ. Отношение сигнал-шум и свободный от побочных составляющих динамический диапазон составляют 72,6 dBFS (дБ к полной шкале) и 82,2 дБн, соответственно, при частоте аналогового входного сигнала 120 МГц.

Рис. 1. Входной интерфейс широкополосного приемника с разрядностью 16 бит и быстродействием 250 MSPS
Рис. 1. Входной интерфейс широкополосного приемника с разрядностью 16 бит и быстродействием 250 MSPS (упрощенная схема: показаны не все связи и компоненты развязки по питанию); значения коэффициентов усиления, потерь и уровней сигнала указаны для частоты 10 МГц

Описание схемы

Схема принимает на вход несимметричный входной сигнал и преобразует его в дифференциальный сигнал при помощи широкополосного (3 ГГц) трансформатора 1:1 ECT1-1-13M производства компании M/A-COM. Дифференциальный усилитель ADL5562 с полосой 3,3 ГГц обладает дифференциальным входным импедансом 400 Ом при работе с коэффициентом усиления 6 дБ и 200 Ом при работе с коэффициентом усиления 12 дБ. Он также может работать с коэффициентом усиления 15,5 дБ.

Усилитель ADL5562 является идеальным драйвером для АЦП AD9647, а применение дифференциальных сигналов во всем тракте, включая фильтр нижних частот и входной каскад АЦП, обеспечивает хорошее ослабление высокочастотных синфазных сигналов, а также минимизирует продукты искажений второго порядка. ADL5562 дает коэффициент усиления 6 дБ или 12 дБ, в зависимости от того, к каким выходам подключается входной сигнал. Для компенсации потерь, вносимых фильтром и трансформатором (примерно 1,8 дБ), в схеме используется коэффициент усиления 6 дБ. Таким образом, полный коэффициент усиления сигнала в схеме равен 3,9 дБ. Входному сигналу с уровнем +6.0 дБм соответствует дифференциальный сигнал полной шкалы на входе АЦП с размахом 2 В.

Антиалайзинговый фильтр представляет собой фильтр Баттерворта третьего порядка, который был спроектирован при помощи стандартной программы расчета фильтров. Характеристика Баттерворта была выбрана из-за ее равномерности в полосе пропускания. Отношение полосы переменного сигнала к полосе шума фильтра третьего порядка составляет 1,05, и для расчета номиналов его компонентов может быть использован ряд бесплатных программ, например, Nuhertz Technologies Filter Free (www.nuhertz/filter) или Quite Universal Circuit Simulator(Qucs) Free Simulation (www.qucs.sourceforge.net).

Для достижения наилучших характеристик полная дифференциальная нагрузка по выходу ADL5562 должна быть равна 200 Ом. Последовательные резисторы номиналом 15 Ом изолируют емкость фильтра от выхода усилителя, а добавление к последовательному сопротивлению 30 Ом параллельных резисторов номиналом 243 Ом дает полный импеданс нагрузки 203 Ом.

Резисторы номиналом 20 Ом, включенные последовательно с входами АЦП, защищают фильтр и усилитель от импульсных помех, возникающих при переключениях внутри АЦП. Включенный параллельно с входом АЦП резистор номиналом 511 Ом служит для уменьшения входного импеданса АЦП и получения более предсказуемых характеристик.

Разработанный фильтр Баттерворта третьего порядка обладает следующими параметрами: импеданс источника 38,6 Ом, импеданс нагрузки 269 Ом и ширина полосы по уровню 3 дБ 180 МГц. Номиналы пассивных компонентов фильтра указаны на рис. 1. Эти номиналы являются наиболее близкими к рассчитанным программой значениям из стандартных рядов.

Рис. 2. Схема дифференциального фильтра Баттерворта третьего порядка с Z<sub>S</sub> = 38,6 Ом, Z<sub>L</sub> = 269 Ом, F<sub>C</sub> = 180 МГц
Рис. 2. Схема дифференциального фильтра Баттерворта третьего порядка с ZS = 38,6 Ом, ZL = 269 Ом, FC = 180 МГц


Из емкости второго шунтирующего конденсатора была вычтена внутренняя емкость АЦП, равная 3,5 пФ. Таким образом, окончательное значение емкости второго конденсатора составило 32,29 пФ. В рассматриваемой схеме этот конденсатор был реализован при помощи двух конденсаторов номиналом 62 пФ, подключенных к земле, как показано на рис. 1. Такой подход обеспечивает аналогичный эффект фильтрации, а также некоторое ослабление переменного синфазного сигнала.

Значения, полученные при измерении характеристик системы, перечислены в таблице 1. Как следует из этой таблицы, ширина полосы схемы по уровню 3 дБ равна 152 МГц. Полные вносимые схемой потери составляют около 2 дБ. Частотная характеристика схемы изображена на рис. 3, а рис. 4 иллюстрирует частотные зависимости отношения сигнал-шум и свободного от побочных составляющих динамического диапазона (SFDR).

Таблица 1. Результаты измерения характеристик схемы
Характеристики при полном диапазоне изменения входного сигнала 2 В в размахе Результаты измерения
Частота среза (-3 дБ) 152 МГц
Равномерность в полосе пропускания (от 6 МГц до 125 МГц) 1 дБ
Отношение сигнал-шум на 120 МГц 72.6 dBFS
SFDR на 120 МГц 82.2 дБн
H2/H3 на 120 МГц 86,6 дБн/82.2 дБн
Полный коэффициент усиления на 10 МГц 3.9 дБ
Уровень входного сигнала на 10 МГц 6.0 дБм


Рис. 3. Частотная характеристика схемы
Рис. 3. Частотная характеристика схемы


Рис. 4. Зависимости отношения сигнал-шум и SFDR от частоты
Рис. 4. Зависимости отношения сигнал-шум и SFDR от частоты


Рис. 5. Обобщенная схема интерфейса между дифференциальным усилителем и АЦП с фильтром нижних частот
Рис. 5. Обобщенная схема интерфейса между дифференциальным усилителем и АЦП с фильтром нижних частот


Процедура проектирования интерфейса и фильтра

В данном разделе представлен общий подход к проектированию интерфейса между усилителем и АЦП с фильтром. Для достижения оптимальных значений характеристик (ширины полосы, SNR и SFDR) на схему накладывается ряд определенных ограничений:

  1. Для обеспечения оптимального качества нагрузка усилителя по постоянному току должна соответствовать значениям, указанным в техническом описании.
  2. Между усилителем и соответствующей нагрузкой (фильтром) необходимо подключение последовательного сопротивления определенной величины для предотвращения нежелательных выбросов частотной характеристики в полосе пропускания.
  3. Сопротивление на входе АЦП должно быть снижено при помощи параллельного резистора. Кроме того, для изоляции АЦП от фильтра необходимо подключение последовательного сопротивления корректной величины. Применение этого последовательного резистора также обеспечивает уменьшение выбросов в частотной характеристике. 

Обобщенная схема, изображенная на рис. 5, применима к большинству быстродействующих интерфейсов между дифференциальными усилителями и АЦП и будет использована в качестве базисной.  Рассматриваемый поход к проектированию позволяет минимизировать вносимые фильтром потери благодаря сравнительно высокому входному импедансу большинства быстродействующих АЦП и сравнительно низкому импедансу источника сигнала (усилителя).

Базовая процедура проектирования включает в себя следующие шаги:

  1. Выберите номинал внешнего согласующего резистора АЦП RTADC таким образом, чтобы сопротивление параллельной комбинации RTADC и RADC попадало в диапазон от 200 Ом до 400 Ом.
  2. Выберите RKB, руководствуясь опытом и/или рекомендациями технического описания. Типичный диапазон значений этого сопротивления составляет от 5 Ом до 36 Ом.
  3. Определите импеданс нагрузки фильтра по формуле:
    ZAAFL = RTADC || (RADC + 2RKB)
  4. Выберите номинал внешних последовательных резисторов, подключаемых к выходу усилителя (RA). Он должен быть менее 10 Ом, если дифференциальный выходной импеданс усилителя составляет от 100 Ом до 200 Ом. Если выходной импеданс усилителя равен 12 Ом, или менее, то RA следует выбрать равным от 5 Ом до 36 Ом.
  5. Выберите такой номинал RTAMP, чтобы полная нагрузка по выходу усилителя (ZAL) была оптимальной для конкретного дифференциального усилителя, воспользовавшись формулой:
    ZAL = 2RA + (ZAAFL || 2RTAMP).
  6. Рассчитайте сопротивление источника входного сигнала фильтра, воспользовавшись выражением:
    ZAAFS = 2RTAMP || (ZO + 2RA).
  7. При помощи программ проектирования фильтров или таблиц параметров рассчитайте номиналы элементов фильтра, используя в качестве входных данных значения импедансов источника и нагрузки (ZAAFS и ZAAFL), тип фильтра, его ширину полосы и порядок. Чтобы гарантировать равномерность частотной характеристики в диапазоне от нуля до fs/2 ширина полосы должна быть примерно на 40% больше половины частоты дискретизации.
  8. Значение внутренней емкости АЦП (CADC) следует вычесть из номинала шунтирующего конденсатора, рассчитанного программой. Программы выдает номинал CSHUNT2 для дифференциального шунтирующего конденсатора. Окончательное значение синфазной шунтирующей емкости равно:
    CAAF2 = 2(CSHUNT2 – CADC).

 

После проведения этих предварительных вычислений необходимо проверить схему на предмет выполнения следующих требований.

  1. Номинал CAAF2 должен быть равен, по меньшей мере, 10 пФ, то есть, в несколько раз больше CADC. Выполнение этого требования гарантирует минимизацию чувствительности фильтра к изменениям CADC.
  2. Отношение ZAAFL к ZAAFS должно быть не более 7, что соответствует большинству таблиц и программ расчета.
  3. Номинал CAAF1 должен быть не меньше 5 пФ. Выполнение этого требования гарантирует минимизацию чувствительности к паразитной емкости и отклонениям номиналов компонентов.
  4. Номинал индуктивности LAAF должен иметь разумное значение – по меньшей мере, несколько нГн.


В некоторых случаях программа расчета фильтра может давать сразу несколько уникальных решений, особенно, при высоких порядках фильтров. Всегда следует выбирать то решение, при котором получаются наиболее разумные номиналы компонентов. Кроме того, предпочтительной является такая конфигурация фильтра, которая заканчивается шунтирующим конденсатором, поскольку он может быть объединен с входной емкостью АЦП.


Методы оптимизации схемы и компромиссные решения

Параметры рассматриваемой интерфейсной схемы в значительной степени влияют друг на друга. В связи с этим оптимизировать сразу все ее ключевые характеристики (ширина полосы, неравномерность в полосе пропускания, отношение сигнал-шум, SFDR и коэффициент усиления), практически невозможно. В то же время, выбросы, которые часто появляются в частотной характеристике, можно минимизировать путем изменения RA и RKB.

Обратите внимание на то, как выброс частотной характеристики, изображенной на рис.6, в полосе пропускания уменьшается при увеличении выходного последовательного сопротивления (RA). В то же время, увеличение сопротивления приводит к росту ослабления сигнала, и для максимального использования диапазона входных напряжений АЦП усилитель должен выдавать сигнал большего уровня.

Величина RA также влияет на отношение сигнал-шум. При больших значениях, которые дают уменьшение выбросов частотной характеристики, отношение сигнал-шум несколько возрастает, поскольку уровень сигнала, необходимый для полного использования входного диапазона АЦП, должен быть больше.

Номинал последовательных резисторов RKB на входах АЦП следует выбирать таким образом, чтобы искажения, вызываемые остаточной инжекцией заряда от внутреннего конденсатора выборки АЦП, были минимальны. Увеличение номинала этого резистора также приводит к уменьшению выброса в полосе пропускания.

В то же время, увеличение номинала RKB приводит к росту ослабления сигнала, и для максимального использования входного диапазона АЦП от усилителя требуется больший уровень выходного сигнала. Еще один способ оптимизации равномерности в полосе пропускания заключается в изменении емкости шунтирующего конденсатора фильтра (CAAF2) на небольшую величину.

Номинал согласующего резистора на входе АЦП (RTADC), как правило, следует выбирать таким, чтобы суммарный входной импеданс АЦП попадал в диапазон от 200 до 400 Ом.  Сделав его ниже, можно уменьшить влияние входной емкости АЦП и стабилизировать фильтр, однако при этом возрастут вносимые схемой потери. Чрезмерное увеличение номинала резистора также приведет к увеличению выброса в частотной характеристике.

Рис. 6. Зависимость равномерности частотной характеристики в полосе пропускания от последовательного сопротивления на выходе усилителя (R<sub>A</sub>)
Рис. 6. Зависимость равномерности частотной характеристики в полосе пропускания от последовательного сопротивления на выходе усилителя (RA)


Достижение баланса между всеми перечисленными требованиями может вызывать затруднения. В данном проекте каждому параметру был задан равный вес, и поэтому выбранные номиналы соответствуют некоторому усредненному уровню показателей интерфейса. В зависимости от требований к системе в некоторых проектах могут быть использованы другие значения номиналов, которые позволят оптимизировать SFDR, отношение сигнал-шум или требуемый уровень входного сигнала.

Уровень SFDR в данном проекте определяется двумя факторами: номиналами компонентов интерфейса между усилителем и АЦП, показанными на рис. 1, и значением тока смещения во входном буфере AD9467, который регулируется при помощи внутреннего регистра. Значения SFDR, указанные в таблице 1 и на рис. 4, были получены, следуя рекомендациям по оптимизации SFDR, которые даны в техническом описании AD9467.

Еще один параметр, который может быть использован для оптимизации характеристик в данном проекте – это напряжение полной шкалы входного сигнала АЦП. На основании полученных результатов измерений в проекте был выбран диапазон дифференциального напряжения полной шкалы, равный 2 В, который обеспечивает оптимизацию SFDR. Расширение диапазона полной шкалы до 2,5 В дает увеличение отношения сигнал-шум примерно на 1,5 дБ, однако уровень SFDR при этом немного ухудшается. Входной диапазон регулируется при помощи значения, загружаемого в один из внутренних регистров AD9467, в соответствии с техническим описанием.

Обратите внимание на то, что для блокировки прохождения синфазных напряжений между усилителем, его согласующими резисторами и входами АЦП сигнал в рассматриваемом проекте пропускается через блокирующие конденсаторы номиналом 0,1 мкФ. Более подробную информацию о работе AD9467 с синфазными напряжениями можно найти в техническом описании преобразователя.


Паразитные эффекты пассивных компонентов и печатной платы

Показатели рассматриваемого проекта, как и любой другой быстродействующей схемы, сильно зависят от того, насколько грамотно выполнена топология печатной платы. Перечень вопросов, которые требуют особого внимания, включает в себя среди прочих такие, как фильтрация напряжения питания, применение линий с контролируемым волновым сопротивлением (при необходимости), размещение компонентов, трассировка сигнальных линий, а также применение слоев земли и питания. Более подробную информацию относительно проектирования печатных плат схем с быстродействующими АЦП и усилителями можно найти в документах MT-031 и MT-101.

В качестве пассивных компонентов фильтра следует использовать конденсаторы, катушки индуктивности и резисторы для поверхностного монтажа с низкими паразитными эффектами. Катушки индуктивности для схемы выбраны из семейства Coilcraft 0603CS. Для поддержания стабильности и точности в фильтре применяются конденсаторы для поверхностного монтажа с допуском 5%, диэлектриком типа C0G и типоразмером 0402.

Полную документацию на систему можно найти в пакете поддержки проектирования CN-0227 (www.analog.com/CN0227-DesignSupport).

Основные варианты исполнения

В задачах, где достаточно меньшей ширины полосы и требуется меньшее энергопотребление, может быть использован дифференциальный усилитель ADL5561. Он обладает шириной полосы 2,9 ГГц и имеет потребляемый ток всего 40 мА. Для схем с еще меньшими значениями ширины полосы и потребляемой мощности может быть использован усилитель ADA4950-1, который обладает шириной полосы 1 ГГц и потребляемым током всего 10 мА. Для схем с большей шириной полосы подходит дифференциальный усилитель ADL5565 (ширина полосы 6 ГГц), который совместим по выводам со всеми перечисленными выше усилителями.

Оценка параметров и тестирование схемы

Для исследования схемы используется модифицированная плата AD9467-250EBZ и плата сбора данных на базе HSC-ADC-EVALCZ. Эти две платы имеют стыкуемые друг с другом разъемы, поддерживающие высокоскоростную передачу данных, что позволяет ускорить макетирование и оценку показателей. Модифицированная плата AD9467-250EBZ реализует непосредственно саму схему интерфейса, а плата сбора данных HSC-ADC-EVALCZ используется в комбинации с программными продуктами Visual Analog и SPI Controller для управления АЦП и сбора данных. Принципиальную схему, перечень компонентов и чертежи топологии платы AD9467-250EBZ можно найти в руководстве пользователя UG-200. Изменения, внесенные в стандартную плату AD9467-250EBZ, описаны в файле “readme.txt” пакета поддержки проектирования CN-0227 (www.analog.com/CN0227-DesignSupport). Всю подробную информацию о настройках аппаратного и программного обеспечения, необходимых для выполнения тестов, которые обсуждались в данном документе, можно найти в статье по применению AN-835.

Образцы

Образцы

Продукт

Описание

Доступный продукт
Модели для образца

ADL5562 Дифференциальный усилитель ВЧ/ПЧ с крайне низкими искажениями и полосой 3.3 ГГц

Обратиться в ADI

AD9467 16-Bit, 200 MSPS/250 MSPS Analog-to-Digital Converter

Обратиться в ADI

Функционирование раздела Покупка возможно только в полной версии сайта
Оценочные платы Цена указана за одну единицу.
Назад
Проверить наличие
Через сайт Analog.com можно приобрести не более двух оценочных плат. Чтобы заказать более двух оценочных плат, пожалуйста, совершайте покупку через наших дистрибьюторов.
Цены указаны за одну штуку, в долларах США, на условиях ФОБ. Являются рекомендованными розничными ценами в США, приведены только для примерного расчета и могут меняться. Международные цены могут отличаться на величину местных пошлин, налогов, сборов и курсов валют.