為何毫米波需要採用不同的DPD方法?如何量化其值?

作者:ADI無線系統架構師Hossein Yektaii, 演算法設計工程師Patrick Pratt, 及工程經理 Frank Kearney


摘要

在5G新無線電技術標準中,除了sub-6 GHz頻率外,還利用毫米波(mmWave)頻率來提高輸送量。毫米波頻率的使用為大幅提高資料輸送量帶來了獨特的機會,同時也帶來了新的建置挑戰。本文探討sub-6 GHz和毫米波基地台無線電之間的架構差異,著重講述在這些系統上實施DPD面臨的挑戰和帶來的好處。數位預失真(DPD)是一種成熟技術,通常用於sub-6 GHz無線通訊系統,以提高功率效率,但大多數毫米波無線電並不使用DPD。採用ADI波束成型器和收發器建構的包含256個元件的毫米波陣列原型,我們能夠證明採用DPD能夠將有效各向同性輻射功率(EIRP)提高達3 dB。與不採用DPD,但具有相同目標EIRP的陣列相比,這種陣列的元件數量可以減少30%。

本文目的在於比較傳統的sub-6 GHz全功率大型基地台設計和毫米波基地台無線電和天線設計。它進一步介紹了這些設計差異相對於sub-6 GHz無線電將如何影響毫米波陣列中的DPD建置。

簡介

除了降低延遲和提高可靠性,對更高資料輸送量的需求呈指數級成長一直是推動3GPP 5G NR標準發展的強大推動因素之一。雖然4G LTE系統部署在sub-3 GHz頻段中,但近年來,將新頻譜分配部署在3 GHz至5 GHz範圍使得我們能夠在5G NR中實現更寬的通道頻寬(BW)。與4G LTE相比,sub-6 GHz頻段的最大通道頻寬已從20 MHz增加到100 MHz。除了更寬的通道頻寬外,多根發射和接收天線以及最終的大規模MIMO技術進一步提高了頻譜效率。雖然這些改善都有助於提供更高的資料輸送量,但基波限制(分配的sub-6 GHz頻譜相對較少)繼續將個人用戶的峰值輸送量限制在1 Gbps以下。

在5G NR中,3GPP標準歷史上首次為蜂巢式行動應用分配了24.25 GHz至52.6 GHz之間的毫米波頻率。這個新頻率範圍被稱為FR2,sub-6 GHz頻率則被稱為FR1。相對於FR1,FR2的可用頻譜範圍更大。FR2中單個一通道的頻率可能高達400 MHz,可實現前所未有的輸送量。但是,使用毫米波頻率給基地台(BS)和使用者設備(UE)帶來了新的實施挑戰。在這些挑戰中,最重要的要屬更高的路徑損耗和更低的PA輸出功率,它們使得基地台和UE之間的鏈路預算非常具有挑戰性。

BS與UE之間的路徑損耗被定義為 Pl [dB] = 10log10 (Pt/Pr),其中 PtPr 分別為發射功率和接收功率。在自由空間中,接收功率是距離和波長的函數,也稱為弗里斯傳輸公式,其中 Pr(d,λ) = Pt Gt Gr (λ/4πd)², GtGr 分別為發射天線增益和接收天線增益。λ表示波長,d表示發射器和接收器之間的距離。在典型的無線通訊環境中,由於附近物體的反射和施工材料造成的損耗,針對路徑損耗進行建模和估算將會更加複雜。但是,為了理解毫米波與sub-6 Ghz頻段相比具有更高的路徑損耗,我們來假設在自由空間中傳播、提供相似的天線增益,以及BS和UE之間的距離相等。使用這種方法,可以得出28 GHz時的路徑損耗比900 MHz時高出10xlog(28000/900)² = 29.8 dB!

在sub-6 GHz頻率下,BS功率放大器輸出幾十W的RF功率,且效率超過40%,這並不罕見。這是透過高效率PA架構(例如Doherty)和使用先進的數位預失真技術而實現的。相較之下,高線性度AB類毫米波PA通常輸出不到1 W的RF功率,且效率低於10%。在毫米波頻率下,這些工作條件加劇了BS和UE之間的鏈路預算挑戰。要解決這兩大挑戰——更高的路徑損耗、單一PA功率更低,關鍵在於將功率更準確地傳輸到具體的空間位置。使用主動相位陣列天線可以實現這一目標,該天線具有波束成型和波束轉向能力。

毫米波5G中的天線陣列

天線陣列並不是一個新概念。在GSM部署早期,被動陣列就已經用於蜂巢式基地台天線,雷達系統使用天線陣列的時間則有數十年。如前文所述,在毫米波頻率下,要解決更大的路徑損耗和單一PA功率更低的問題,需要使用主動相位陣列天線。這是透過在陣列中包含許多天線元件,而每個元件由低功率放大器驅動來實現的。使用更多元件會增加陣列的總輻射功率,同時提高陣列增益並產生較窄的波束。對於相位陣列天線理論,本文不予討論。有關該主題的更多資訊,請參閱《類比對話》系列「相位陣列天線方向圖」(分三部分)。1-3

主動相位陣列天線的高成本限制了其應用範圍,目前主要用於航空航太和防務領域。半導體技術的最新發展,加上高水準的整合,使主動相位陣列天線能夠在5G應用中實現商用。ADI提供主動波束成型元件,它們整合了16個完整的發射和接收通道、相關的PA、低雜訊放大器(LNA)、每個路徑相位和增益控制,以及TDD切換功能。所有這些全部都整合在一塊矽晶片中!這些元件的第一代是使用SiGe BiCMOS技術(ADMV4821)實現的。為了進一步提高功效和成本,第二代元件採用了SOI CMOS製程(ADMV4828)。這些高度整合、高功效的波束成型器,以及毫米波上/下變頻器 (ADMV1017/ADMV1018) 和頻率合成器 (ADF4371/ADF4372),為毫米波5G基地台建構了完整的RF前端解決方案。

在毫米波頻率下,天線元件所占的面積很小。例如,一個簡單的28 GHz微帶貼片天線通常小於10 mm2。因此,可以在一個相對較小的區域內放置許多天線來提高增益。我們假設一個包含256個元件的天線陣列,雙極化輻射元件分8行、16列排列,如圖1所示。紅線和藍線分別表示+45°和-45°極化元件。

A 256 element antenna array with dual polarized radiating elements

圖1. 由雙極化輻射元件構成的256位元天線陣列。

假設天線元件之間的間距為λ/2,那麼該天線陣列的總面積為8(λ/2) × 16(λ/2) = 32λ2。將900 MHz和28 GHz天線進行比較,900 MHz天線陣列的總面積為3.55 m2,28 GHz天線陣列的總面積僅為3.67 × 10-3 m2,幾乎小了1000倍!雖然900 MHz下的256元件天線陣列的尺寸令人望而卻步,但28 GHz下的類似陣列可以在不到40平方釐米的印刷電路板(PCB)上實現。

28 GHz的256元件雙極化毫米波天線陣列是基於多層PCB構建,採用ADI的波束成型器和毫米波上/下變頻器。為了降低成本,避免天線和無線電之間形成成本高昂/有損耗的互連,將主動元件部署在PCB的一邊,天線元件則部署在PCB的另一邊。該板被稱為AiB256(AiB代表板上的天線),其圖如圖2所示。

The component side of AiB256 (16 beamformers and four mmWave up/downconverters)

圖2. AiB256的組件一側(16個波束成型器和4個毫米波上/下變頻器)。

AiB256上有16個ADMV4828 SOI波束成型晶片,每個晶片提供16個發射和16個接收通道,連接到每個極化區域的128根天線元件,覆蓋26.5 GHz至29.5 GHz頻率範圍。同一極化區域內的64根天線元件分別連接至一個單獨的ADMV1018毫米波上/下變頻器。因此,總共可以形成四個獨立的波束。AiB256的一半陣列的簡化框圖如圖3所示。

Functional block diagram for half of AiB256 (not all the interconnects shown)

圖3. AiB256的一半陣列的簡化框圖(並未顯示所有的互連)。

為了獲得更高的EIRP,可以在中頻將兩組相同極化的天線(包含64根天線)組合起來,產生總共兩個波束,每個波束由128根天線元件構成。該板被廣泛用於支援天線校準和內部DPD演算法的開發。

Sub-6 GHz和毫米波的基地台設計

根據給定頻率和期望的覆蓋區域設計基地台時,通常以波束方向圖和有效各向同性輻射功率(EIRP)作為先決條件。典型的900 MHz全功率大型基地台由一個4Tx/4Rx無線電單元(RU)構成,並連接到外部天線,如圖4所示。

A 900 MHz base station with a 4Tx/4Rx radio unit and dual polarized two column antenna

圖4. 一個900 MHz基地台,包含一個4Tx/4Rx無線電單元和雙極化雙列天線。

天線內部有兩列交叉極化(±45°紅/藍)偶極子。4個RF埠中,每個埠為一列極化提供饋電。在這個示例中,訊號在6個相同極化的偶極子之間以相同相位和幅度分割。在垂直方向(列)排列更多的元件,使得波束聚集在垂直面(參見圖4)。這樣設計是可行的,因為大部分UE都要低於天線的高度。通常會讓波束以某種幅度向下傾斜,以進一步限制單元覆蓋範圍,避免與其他單元產生干擾。假設天線元件之間的間距為λ/2,該天線的半功率波束寬度(發射功率相對於波束峰值下降3 dB時的角度)在水平面上通常約為90°,在垂直面上一般小於20°。這種寬波束一般覆蓋120°磁區,無需轉向即可追蹤UE移動。天線的高度為6 × (λ/2) = 2米,寬度為2 × (λ/2) = 0.33米。假設每個偶極子單元的增益為5 dBi,那麼每個極化區域的天線增益約為10 × log(12) + 5 dBi = 15.8 dBi。如果每個PA輸出40 W (46 dBm)RF功率,每個極化的EIRP為46 dBm + 3 dB(2列)+ 15.8 dBi = 64.8 dBm。在900 MHz下,這種水準的EIRP應該能很好地覆蓋幾千公尺範圍。

現在,我們來看看28 GHz AiB256,它的每個極化區域內包含128根天線元件,排列成8行、16列,如圖1所示。假設元件之間的距離為λ/2,每個元件的增益為5 dBi,那麼天線的總增益約為10 ×log(128) + 5 dBi = 26 dBi。與900 MHz示例相比,天線增益高出10.2 dB。但是,其波束寬度變窄了。3 dB波束寬度在垂直面僅為12°,在水平面僅為6°。如此狹窄的波束根本無法一次覆蓋典型的120°磁區。解決方案是:首先在單元覆蓋區域內找到活動UE,將波束指向他們,然後追蹤他們在單元內的移動。5G標準指定了波束採集和追蹤程式,對此,本文不予討論。為了計算這個無線電的EIRP,我們假設每個發射路徑輸出13 dBm RF功率。每個極化區域的總功率為13 dBm + 10 × log(128) = 34 dBm。加上26 dBi天線增益,每個極化的總EIRP為34 dBm + 26 dBi = 60 dBm。在典型的室外部署場景中,這個水準的EIRP在28 GHz下可以覆蓋幾百公尺範圍。

DPD在Sub-6 GHz系統中的價值

5G和4G無線標準都是基於OFDM訊號,它們本身具有高峰均功率比(PAPR)。為了以高傳真度放大和發射這些訊號,並避免污染鄰近的通道,必須注意不要壓縮或剪輯訊號峰值。這需要以低於峰值功率6 dB至9 dB的平均功率運行該PA。在這種深度後退的狀態下運行PA會導致效率極低,通常低於10%。

高效PA架構(例如Doherty)可以在低於其峰值功率6到9 dB的功率下保持高效率,但與典型的AB PA相比,它們的線性度大幅降低。如果在部署時不使用任何線性化技術,它們將無法滿足應用所需的誤差向量幅度(EVM)和鄰道功率比(ACPR)。DPD是最流行的線性化技術之一,廣泛用於sub-6 GHz系統。

Sub-6 GHz系統要求64-QAM和256-QAM調變的EVM分別低於8%和3.5%,以符合 3GPP標準38.1041 要滿足這些EVM要求,訊號的PAPR應保持在6 dB到9 dB之間。為了滿足3GPP標準38.104,ACPR通常應小於–45 dBc。在前面的900 Mhz 4Tx/4Rx無線電示例中,每個發射器應輸出40 W rms功率,如果要在線性區域中運行功率放大器,以滿足EVM和ACPR要求,它們的效率通常低於10%。這表示為了輸出40 W RF功率,4個PA中的每個PA都需要消耗超過400 W直流功率。所以,光只是這4個PA就會消耗超過1600 W功率!這對無線電的尺寸、冷卻、可靠性和運行成本(OPEX)有著巨大的影響。相較之下,如果使用Doherty PA,並且結合削峰(CFR)和DPD技術,那麼PA效率會高於40%。這表示每個PA消耗不超過100 W直流功率,即可輸出40 W RF功率。無線電中的4個PA消耗的直流功率不到400 W。無線電的其餘部分通常只會消耗不到50 W直流功率。因此,PA消耗的功率在無線電消耗的總直流功率中的占比超過85%,即使在結合使用Doherty放大器、DPD和CFR時也是如此。

毫米波陣列中DPD的實施及其價值

在AiB256中,有256個發射和接收鏈,能夠產生2個或4個波束,每個波束中部署有128個或64個PA。與sub-6 GHz系統一樣,64-QAM和256-QAM調變的毫米波頻段EVM要求分別為8%和3.5%。但是,毫米波對ACPR的要求遠沒有sub-6 GHz頻段嚴格;按照3GPP標準38.104,對於28 GHz頻段為28 dBc,對於39 GHz頻段為26 dBc。

在ADMV4828波束成型器中,每一類AB PA可提供21 dBm峰值功率。ADMV4828上的PA以大約12 dBm rms輸出功率運行,可為峰值功率留出9 Db餘裕,從而可滿足EVM和ACPR要求。在12 dBm (16 mW)輸出功率下,每個發射鏈消耗約300 mW功率,所以效率為5%。發射鏈中的一些功率是被用於波束成型的可變相移器消耗的。每條接收路徑,包含可變相移器在內,消耗大約125 mW直流功率。

基於上述功率消耗,可以明顯看出,與sub-6 GHz無線電相比,在毫米波無線電中,PA消耗的功率在總直流功耗中的佔比要小得多。這就產生了一個問題:毫米波無線電是否仍能從使用DPD中獲益?

為了回答這個問題,我們需要建構一個適用於毫米波的DPD架構。要將DPD實現方案從sub-6 GHz簡單地擴展到毫米波,需要圍繞每個PA建立一個DPD迴路。在AiB256示例中,這表示需要256個DPD迴路!顯然,實施256個DPD迴路成本高昂且非常耗電。由於每個PA輸出少量功率(一般為12 dBm),因此使用DPD的系統總效率很可能低於不使用DPD的系統。

幸運的是,有一個很好的辦法可以解決這個問題。AiB256最多可以輸出4個波束,每個波束包含64個PA(參見圖3)。這表示每個PA可以獲得與其他63個PA相同的訊號,除了用於波束轉向的相對相移。如果單一DPD迴路環繞由64個PA構成的集群,那麼整個AiB256陣列只需要總共4個DPD迴路。從本質上講,DPD迴路環繞每個波束,而不是環繞PA。我們將其稱為陣列DPD,以便與sub-6 GHz DPD區別開來,後者的每個PA都有一個專用DPD迴路。

觀察接收器必須「觀察」波束的視軸,所有PA的訊號在此處同相疊加,所以它可以校正由64個PA的累加遠場聚集所造成的失真。我們的早期評估使用遠場喇叭天線作為DPD觀察接收器(如圖5所示),且證明可以透過在波束周圍部署單一DPD迴路來改善EVM和ACPR。ADI未來的產品可能包括整合觀察路徑,以簡化DPD的實施。

Far-field horn antenna as DPD observation receiver

圖5. 遠場喇叭天線作為DPD觀察接收器。

DPD設定使用ADRV9029整合收發器,內建CFR和DPD功能,適用於高達200 MHz頻寬的訊號。ADI未來的收發器採用DPD時,將支援至少400 MHz頻寬。

分析發現,在26.5 GHz至29.5 GHz的頻率範圍內,毫米波陣列DPD可以將波束EIRP提高3 dB左右(在1.5 dB至3.2 dB之間)。在特定頻率下優化波束成型器的輸出匹配和偏置設定,可以在保持EVM和ACPR規格的同時,獲得高達13 dBm rms的輸出功率。但是,無法在廣泛的頻率範圍和多個單元中保持這種性能水準。或者,如果滿足適當條件(PA的飽和功率位準保持在21 dBm以上),那麼使用DPD可以在相關頻段中穩定實現高於14 dBm的輸出功率。

當指定毫米波陣列時,每個波束的EIRP就是一項核心要求。如果每個元件的功率相對較小,則需要使用多個元件來實現目標EIRP,這反過來又會使成本、功率和陣列大小增加。陣列中部署的元件越多,產生的波束就越窄。更窄的波束並非始終符合需求;它們會增大波束指向和行動用戶追蹤的難度。圖6中的曲線圖說明了所需的元件數量和陣列直流功耗如何隨著DPD從0 dB提高到3 dB而變化,同時保持目標EIRP為60 dBm不變。

Required number of elements and DC power as a function of DPD improvement

圖6. 所需的元件數量和直流功率隨DPD改善而變化。

如果透過應用DPD實現了3 dB EIRP改善,那麼所需元件的數量會減少近30%,功耗則降低約20%。與我們的sub-6 GHz示例中採用DPD能將PA的功耗降低4倍相比,在毫米波陣列中,節能功效並不如此明顯。但是,在毫米波陣列中,我們可以獲得額外的優勢:其元件數量減少30%,這會大幅降低陣列硬體的成本和體積。未來,我們可以在毫米波波束成型中使用更高效的PA架構,利用DPD來進一步提升功效。

結論

相對於sub-6 Ghz頻率,在5G毫米波陣列中建置DPD會帶來新的挑戰。在波束周圍部署DPD迴路,而不是在構成波束的單一PA周圍部署,可實現陣列DPD還能帶來優勢。我們的分析顯示,這種部署能幫助實現更高的功率輸出、節省系統功率,且能減少硬體數量。但是,我們要提醒大家注意:無論是在應用中,還是在評估時,我們都需要從不同於傳統sub-6 GHz的角度來看待毫米波DPD。隨著毫米波PA架構日益成熟,這種定位可能會發生變化,但目前我們需要重新定義DPD應用,以及它所帶來的優勢。

參考電路

1 38.104:基地台(BS)無線電發射和接收。3GPP,2017年3月。

Delos、Peter (Peter Delos)、Bob Broughton和Jon Kraft。「相位陣列 天線方向圖——第1部分:線性陣列波束特性和陣列因數。」《類比對話》,第54卷第2期,2020年5月。

Delos、Peter (Peter Delos)、Bob Broughton和Jon Kraft。 「相位陣列天線方向圖——第2部分:閘瓣和波束斜視。」 《類比對話》,第54卷 第2期,2020年6月。

Delos、Peter (Peter Delos)、Bob Broughton和Jon Kraft。「相位陣列天線方向圖——第3部分:旁瓣和變窄。」 《類比對話》,第54卷第3 期,2020年7月。