交錯式反相電荷泵—第一部分:用於低雜訊負電壓電源的新拓撲結構

作者:ADI 資深現場應用工程師Jon Kraft 及資深產品行銷工程師Steve Knoth


簡介

精密儀器儀錶或射頻(RF)電路中的雜訊必須較小化,但由於這些系統的特性,降低雜訊要因應許多挑戰。例如,這些系統常常必須在寬廣輸入電壓範圍內工作,同時要滿足嚴格的電磁干擾(EMI)和電磁相容性(EMC)要求。此外,系統中擠滿了電子元組件,因而存在空間限制且對熱敏感。積體電路(IC)日益提高的複雜度導致這些系統需要更多的電源電壓軌。產生所有這些電壓軌,滿足上述要求,並使整個系統保持低雜訊,是一個艱鉅任務。

ADI提供了多樣化的解決方案來產生低雜訊電源。這些解決方案中的大多數設計用於產生正電壓軌,只有很少的專用IC用於產生負電壓。當負電壓需要為低雜訊元件(如RF放大器、開關和資料轉換器ADC/DAC)供電時,選擇範圍特別有限。

本系列文章的第一部分將介紹一種從正電源產生這種低雜訊負電壓軌的新方法。首先簡要說明負電壓軌通常如何產生以及用在何處。然後,在介紹交錯式反相電荷泵(IICP)拓撲之前,我們將討論標準反相電荷泵。透過對IICP的輸入和輸出電壓漣波的簡短推導,強調其在低雜訊系統中的特有優勢。

該系列的第二部分將提供一個使用ADI新型 ADP5600 實現IICP的實際示例。首先透過測量電壓漣波和電磁輻射騷擾來將此元件與標準反相電荷泵進行比較。然後使用第一部分中的公式來優化IICP性能,並開發出一種為低雜訊RF電路供電的完整解決方案。

產生負電壓的傳統方法

為了產生負電壓,通常採用以下兩種方法之一:使用電感切換穩壓器或使用電荷泵。電感切換穩壓器利用電感或變壓器產生負電壓。這些磁轉換器拓撲的例子有:反相降壓、反相降壓-升壓和Ćuk。在解決方案尺寸、成本、效率、雜訊產生和控制迴路複雜性方面,每種拓撲都有其優點和缺點1, 2。一般而言,基於磁性元件的轉換器適合需要較高輸出電流(>100 mA)的應用。

對於所需輸出電流小於100 mA的應用,電荷泵正轉負(反相)DC-DC轉換器可以非常小,並且EMI低,因為不需要電感或控制迴路。它們只需要透過切換在電容之間移動電荷——將產生的電荷提供輸出。

因為電荷泵不使用任何磁性元件(電感或變壓器),所以其EMI通常比感性切換拓撲要低。電感往往比電容大得多,非遮罩電感還會像天線一樣廣播電磁輻射騷擾。相較之下,電荷泵中使用的電容不會產生比典型數位輸出更多的EMI。電荷泵可以用短佈線輕鬆繞線,以減少天線面積和容性耦合,從而降低EMI。

表1比較了基於電感的切換穩壓器和切換電容反相拓撲。

表1.磁電荷泵與反相電荷泵的比較
特性 基於電感的切換穩壓器 切換電容電壓轉換器
設計複雜度 中到高
成本 中到高 低到中
雜訊 低到中
效率 低到中
熱管理 最佳 中等到良好
輸出電流
需要磁性元件
限制 尺寸和複雜度 VIN/VOUT

傳統反相電荷泵

傳統反相電荷泵的配置如圖1所示。

Figure 1. Inverting charge pump schematic.
圖1.反相電荷泵原理圖。

電荷泵的輸出阻抗ROUT定義為電荷泵機制從輸入到輸出的等效電阻。它可以透過測量輸入至輸出電壓差並除以負載電流來求得:

Equation 1

對於反相電荷泵,GAIN = –1。

或者,等效輸出電阻可以作為切換頻率、切換電阻和反馳式電容大小的函數來計算,一般簡化為:

Equation 2

其中

Equation A

為四個切換電阻之和。

四個切換以相同頻率fOSC工作,每個都在切換週期T的一半時間內處於導通狀態,其中T = 1/fOSC。基於切換週期的兩部分,可以將操作分為兩個階段,如圖2所示。

Figure 2. Inverting charge pump during each phase of operation.
圖2.電荷泵在每個操作階段都要反相。
Figure 3. Timing diagram for inverting charge pump.
圖3.反相電荷泵的時序圖。

圖3提供了電荷泵各階段操作的電壓和電流。在階段1中,S1和S2閉合,S3和S4斷開。這會將飛跨電容(CFLY)充電至+VIN的電壓。在階段2中,S1和S2斷開,S3和S4閉合,來自CFLYIN流入CFLY,斷續電流從CFLY流出到COUT。這會導致CIN和COUT上出現電壓漣波,漣波可以計算如下:

Equation 3

求解輸出電壓漣波可得:

Equation 4

同樣,輸入電壓漣波為:

Equation 5

公式4和公式5說明,對於標準反相電荷泵,電壓漣波是切換頻率和輸入(或輸出)電容的函數。更高的頻率和更高的電容會以1:1的關係減少漣波。然而,提高頻率存在實際障礙——這會增加晶片的電流消耗,從而降低效率。

同樣,成本和PCB面積常常會限制反相電荷泵的最大輸入和輸出電容。另請注意,反馳式電容在電荷泵的電壓漣波中不發揮作用。

為了減少漣波,可以在電荷泵周圍建構輸入和輸出濾波器,但這又會提高複雜性和電荷泵的輸出電阻。不過,這些問題可以透過對標準反相電荷泵逆變器進行改進來解決:交錯式反相電荷泵(IICP)。

交錯式反相電荷泵(IICP)

相位交錯廣泛用於感性切換穩壓器(即多相操作)中,目的是減少輸出電壓漣波3。以恰好50%的操作週期交錯的2相降壓轉換器,理論上產生0 mV的輸出電壓漣波。當然,穩壓降壓轉換器的操作週期會隨輸入和輸出電壓而變化,因此只有VIN = 2 VOUT時才能實現50%的操作週期。電荷泵通常以恰好50%的操作週期工作,因此,交錯式電荷泵逆變器值得考慮。

當裸片上需要極低電流的負軌時,有時會在IC內使用交錯式電荷泵,但目前尚無商用的專用IICP反相DC-DC轉換器。IICP的結構需要兩個電荷泵和兩個飛跨電容。第二電荷泵與第一電荷泵以180°錯相操作切換。我們來看一下IICP的設定和輸出漣波,並重點說明如何優化其性能。設定如圖4所示,時序圖如圖5所示。

Figure 4. Interleaved inverting charge pump.
圖4.交錯式反相電荷泵。
Figure 5. Timing diagram for interleaved inverting charge pump.
圖5.交錯式反相電荷泵的時序圖。

在振盪器的每一相中,飛跨電容之一連接到VIN,另一個連接到VOUT。乍一看,有人可能會認為增加第二個電容只會將電壓漣波減少一半。但是,這是不準確的過度簡化。實際上,輸入和輸出電壓漣波可能遠小於標準逆變器,因為電容始終從輸入端充電並向輸出端放電。從IICP輸出電壓漣波的推導過程可以更加能夠理解這一點。

IICP輸出電壓漣波推導

由於IICP總是有一個飛跨電容向輸出提供電流,因此可以簡化其輸出級,如圖6所示。

Figure 6. Simplified IICP output stage.
圖6.簡化的IICP輸出級。

此外,IICP的輸出電阻(如公式1所定義)可近似為:

Equation 6

其中

Equation B

為切換電阻之和。

將電流加到ILOAD中,我們得出:

Equation 7

其中dt等於切換週期的四分之一(T/4或1/(4 × fOSC))。輸出電壓漣波∆VOUT為dVOUT,VCFLY(t)為CFLY兩端的電壓差。我們可以合理地假設,相對於飛跨電容電壓漣波,輸出電壓漣波很小。為了計算∆VOUT,我們需要瞭解VCFLY(t)。從圖6可知,IFLY等於流經兩個導通切換的電流。每個切換有RON的電阻。所以:

Equation 8

為了求解VCFLY(t)的這個微分方程式,必須知道至少一個初始條件。此條件可透過查詢圖5中的時序圖得知。請注意,從t = 0到t = T/4,兩個CFLY電容均向ILOAD提供電流,並對COUT充電。然後,從t = T/4到t = T/2,CFLY和COUT向輸出負載提供電流。在t = T/4(及類似的t = 3/4 T)時刻,COUT對ILOAD的貢獻恰好為0。所以,此時ILOAD等於IFLY,而VCFLY的電壓為:

Equation 9

使用公式8和公式9,我們可以微分求解 VCFLY(t):

Equation 10

為了求得公式7的VCFLY變化量,取兩個點(例如t = 0和t = T/4),對每個點求解公式10。結果簡化為:

Equation 11

結合公式11和公式7,求解∆VOUT得出:

Equation 12

公式12的影響最初可能並不明顯。先透過考慮理想切換的情況(RON = 0Ω)來簡化它可能會有幫助。這樣做會使第二項接近於零,僅留下第一項。第一項非常類似於標準反相電荷泵漣波(公式4),但IICP的雙飛跨電容使分母增大2倍。兩倍的電荷泵使波紋減半。該結果與直覺性的判斷一致。

但是,公式12的重要部分是後半部分。注意第二項的負號,這表示該部分會減少輸出電壓漣波。重點看導通電阻(RON)和飛跨電容(CFLY)。在標準反相電荷泵中,這些項在降低輸出電壓漣波方面不起作用。但在IICP中,導通電阻會起到讓充電和放電電流平滑的作用。雙飛跨電容使這種充電/放電動作不會中斷。

輸出電壓漣波驗證

我們可以利用電路模擬來檢查公式12的準確性以及用於推導該公式的假設的有效性。使用LTspice®很容易完成這項工作。該模擬的原理圖如圖7所示,檔案可供 下載

在多種條件下進行了比較,結果彙總於表2。

表2.各種配置的理論結果與LTspice模擬結果的比較
VIN (V)
ILOAD (mA)
fOSC (kHz
COUT (µF)
CFLY (µF)
RON (Ω)
VOUT 漣波 (mV)
公式 LTspice 
10 50 1000 4.7 2.2 2 0.038 0.038
5 100 1000 4.7 2.2 2 0.076 0.075
5 50 1000 1 1 2 0.393 0.390
5 50 1000 1 1 3 0.261 0.260
7.8 37 532 2.4 0.5 4 0.430 0.425
5 100 1000 10 2.2 3 0.024 0.024
5 50 200 4.7 1 10 0.418 0.415
12 50 500 10 1 10 0.031 0.033
12 20 500 4.7 1 3 0.089 0.089

表2顯示,公式12與模擬非常接近,從而驗證了簡化公式時所做假設的有效性。現在,我們可以使用該公式權衡在IICP實現中不同做法的利弊。

比較IICP和標準電荷泵的電壓漣波也很有幫助。在本系列的第二部分中,我們將展示這些不同的平台實驗資料的差異性。但現在,圖8中的LTspice模型可以說明輸出電壓漣波的差異。

Figure 7. Interleaved inverting charge pump in LTspice.
圖7.LTspice中的交錯式反相電荷泵。
Figure 8. Output voltage ripple of an IICP vs. a regular charge pump: VIN = 12 V, ILOAD = 50 mA, CFLY = 2.2 µF, COUT = 4.7 µF, RON = 3 Ω. To make the comparison fair to the regular charge pump, its RON was halved and CFLY was doubled.
圖8.IICP與常規電荷泵的輸出電壓漣波比較:VIN = 12 V,ILOAD = 50 mA,CFLY = 2.2 µF,COUT = 4.7 µF,RON = 3 Ω。為了直覺與常規電荷泵進行比較,其RON減半且CFLY加倍。

IICP拓撲優化

推導完IICP公式並證明其有效性後,我們得出兩個主要結論:對於IICP,導通電阻(RON)會同時減少輸入和輸出電壓漣波,這是很理想的結果。相反,在標準反相電荷泵中,導通電阻是完全不適宜的,因為它會增加電荷泵的ROUT,而且不會降低漣波電壓。實際上,我們可以在反馳式電容上串聯一個電阻來進一步增加導通電阻。這就為我們以增加電荷泵電阻為代價來減少輸入和輸出電壓漣波提供了一種手段。在本系列第二部分討論IICP的使用案例時,我們會進一步探討這種手段。

其次,可以優化飛跨電容的值及其與COUT的比率,以進一步優化漣波。例如,小型封裝的大輸出電容可能很難找到,而且在較高電壓下電容會明顯降額。但是,透過減小COUT,然後增大CFLY,可以獲得相同的輸出電壓漣波,而電容值更容易獲得。例如,不需要CFLY = 1 µF且COUT = 10 µF,而是將它們都設定為2.2 µF,兩種情況下獲得的輸出電壓漣波幾乎相同。與10 µF/25 V電容相比,小型封裝的2.2 µF/25 V電容更容易獲得。第二部分中的示例應用對此進行了探討。

結論

以上是關於交錯式反相電荷泵拓撲的系列文章(共分兩部分)的第一部分。本部分介紹了IICP拓撲的一般概念,包括輸入/輸出電壓漣波計算。輸入/輸出漣波公式的推導得出關於如何優化IICP解決方案性能的重要見解。

本系列的第二部分將介紹ADP5600,這是一款用於IICP拓撲的整合解決方案。我們將測量其性能,並與標準反相電荷泵進行比較。最後,我們將把所有相關內容組合在一起,以為一個低雜訊相控陣波束成型解決方案供電。

參考電路

1Jaino Parasseril。 "How to Produce Negative Output Voltages from Positive Inputs Using a µModule Step-Down Regulator" 。凌力爾特。

2Kevin Scott and Jesus Rosales。 "Differences Between the Ćuk Converter and the Inverting Charge Pump Converter" 。ADI。

3Majing Xie。 "High Power, Single Inductor, Surface-Mount Buck-Boost µModule Regulators Handle 36 VIN, 10 A Loads" 。凌力爾特,2008年3月。

致謝

Sherlyn Dela Cruz、Alex Ilustrisimo和Roger Peppiette