因應有線電視基礎設施下游發射器挑戰

作者:ADI無線系統部技術專案經理Simon Whittle


摘要

針對使用者需要更快速互聯網連接的趨勢,有線電視產業已開發新的網路架構,以便為使用者提供Multi-Gigabit服務。該光纖深入方法採用遠端PHY設備(RPD),透過使用數位光纖將關鍵硬體移到更靠近使用者的位置。可媲美無線(蜂巢式)網路中的遠端無線電站,並節約空間,減少前端散熱,但也為遠端設備帶來了新的設計挑戰。

雖然有線電視訊號絕對頻率較低,但其頻寬比無線訊號寬得多,從108 MHz到1218 MHz擴展了幾個倍頻程,並具有多個頻內諧波。RPD讓設計人員面臨諸多挑戰,包括RF和混合訊號硬體必須涵蓋更寬的頻率範圍,具有更高的RF功率、更低的底噪和更好的線性度,同時消耗更少的直流功耗。每個下游最後階段RF放大器的功率通常為18 W,對於4埠系統,這通常能夠提供給RPD(由RPD消耗)的140 W至160 W功率預算的50%。

將ADI的有線電視數位預失真(DPD)效率增強技術,應用於DPD優化功率倍增器(ADCA3992),並結合先進的高速資料轉換器技術,利用單一DAC(例如 AD9162),和單一ADC(如 AD9208), 以及高度整合的時脈解決方案 (HMC7044) ,來實現全頻段DPD。

本文介紹遠端PHY的演進,以及ADI如何使用專有DPD並將ADI的演算法和IP核心整合到OEM的現有FPGA部署中來解決效率和線性度挑戰。

背景知識

自從60多年前引入有線電視系統(CATV),有線電視已從簡單的單向(僅下游)類比鏈路發展為複雜的多模、多頻道雙向系統(包括上行或反向路徑),支援類比電視、基於IP的標準解析度(SD)和高解析度(HD)數位電視以及高速數據互聯網下載和上傳。這些服務由多個系統營運商(MSO)提供。

有線資料和數位電視服務把使用CableLabs及相關參與公司制定的有線電纜資料系統介面規範(DOCSIS)的資料提供給消費者。前端系統(纜線數據機終端系統或CMTS)的配置經過了多次演進,包括增加EdgeQAM調變器作為獨立單元,或與CMTS整合為有線電視融合接入技術平台(CCAP)的一部分。對下游資料容量的需求現在正以約50%的複合年成長率(CAGR)增加,這表示需求約每21個月翻倍。1 為了滿足這種需求,自從1997年發表DOCSIS 1.0以來,下游數據速率已從40 Mbps增加到1.2 Gbps(透過廣泛部署建置DOCSIS 3.0)。

這些下游數據速率的提高透過結合使用多項技術來實現,包括頻道綁定、更複雜的調變(從64 QAM移至256 QAM)和更高的下游頻率上限(從550 MHz至750 MHz至1002 MHz)。在美國,所有這些都是在保留傳統類比電視服務6 MHz頻道規劃的情況下實現的(EuroDOCSIS和C-DOCSIS為8 MHz),但為了支援高達10 Gbps的下游速率,有必要做出更根本的改變,於是在2013年,發佈了DOCSIS 3.1標準。在保留對傳統標準支援的同時,DOCSIS 3.1採用頻譜效率更高的正交頻分多工(OFDM)技術,頻道頻寬高達190 MHz,支援高達4096 QAM。此外,下游頻率範圍的頻率上限增加了超過20%,達到1218 MHz,並可選擇擴展到1794 MHz。

但有一點始終沒有改變,都是使用具有75 Ω阻抗的同軸電纜物理連接到使用者纜線數據機。在20世紀90年代之前,系統前端和使用者之間使用100%同軸電纜,但最新部署為混合光纖銅纜(HFC)。在HFC中,類比電光轉換器連接到前端的同軸輸出;然後訊號透過光纖傳輸至靠近服務區的節點,再通過光電轉換器,最終經同軸電纜分配給用戶。通過架空或地下電纜與用戶的這最後一英里連接成為系統瓶頸,但升級到光纖到戶(FTTH)鏈路的成本很高且具有破壞性,因此有線電視MSO決定充分利用現有的同軸電纜資產。與雙絞線電話線相比,同軸電纜提供了一個相對良好的環境,本身能夠遮罩干擾或串擾,並且因阻抗不匹配產生適度的訊號反射。但是,從節點到最遠用戶達1200英尺的典型距離下,頻率相關損耗特徵明顯(108 MHz和1002 MHz之間存在近17 dB的斜率),需要插入具有高通響應的RF濾波器進行預加重或傾斜。

Figure 1. Cable TV deployment with HFC.
圖1.使用HFC部署有線電視。

在典型的HFC部署中(如圖1所示),從光纖節點連接的一根主幹同軸電纜可服務數百個使用者,透過多路RF分路器將訊號分配給子組,然後透過分接頭將分接電纜連線到個人用戶。在典型的節點+ n系統中,寬頻升壓放大器以固定的間隔插入網路中,以放大訊號位準,確保纜線數據機處具有足夠的訊號雜訊(SNR)。

為使用者提供更大的資料容量

DOCSIS幹線電纜上的可用資料頻寬由所有連接使用者共用,並可透過兩種方式為所有使用者提供更多頻寬:

  • 提高透過電纜傳輸的數據傳輸速率
  • 減少連接到電纜的用戶數量

如前所示,透過使用頻道綁定、更高階的調變方案以及擴展頻譜以提供更多的頻道,可提高關鍵資訊(headline)資料速率。但是,增加下游容量只是解決方案的一部分,因此,網路架構也在不斷發展以減少連接到節點的用戶數量,最初是透過節點分割來實現的,將支援的用戶數量從最多2000減少到不足500。這種方法有效但成本很高。節點分割的替代方法是修改網路架構,透過使用具有數位光纖鏈路的分散式接入架構(DAA)將實體層(PHY)與CCAP分離,如圖2所示。遠端PHY硬體包含下游調變和RF級以及上行RF級和解調。從CCAP中移除體積龐大且耗電的PHY元件,在前端位置放一個邊緣路由器也能實現虛擬CCAP。

Figure 2. Cable TV deployment with remote PHY.
圖2.使用遠端PHY部署有線電視。

數位光纖的性能遠遠高於類比光纖,且覆蓋範圍更大(能夠更彈性確定節點位置),並且單根光纖支援大約5倍的波長。DAA方法還消除了傳統HFC網路中的電光和光電轉換。這些轉換限制了光節點輸出訊號的動態範圍:類比轉換的底噪和線性度都會影響調變誤差率(MER),這將決定是否能夠支援高資料速率所需的高階調變。

挑戰是什麼?

光纖深入架構將透過更小的服務組規模、更自由的頻譜分配和更好的線路末端SNR和MER(DOCSIS 3.1中實現高階調變所必需的),來提升每個使用者的容量。由於數位光纖和新硬體的位置相對靠近使用者,因此還有機會提供補充服務節點,如在遠端PHY節點上增加Wi-Fi存取點。但是,這也會給下游類比傳輸鏈帶來幾個新的設計挑戰。

DOCSIS 3.1標準將下游頻率上限從1002 MHz擴展到1218 MHz,表示必須傳輸相當於35個額外的6 MHz頻率通道,且向上傾斜度從17 dB增加到21 dB,如圖3所示。

Figure 3. Tilt compensation for frequency dependent cable loss.
圖3.頻率相關電纜損耗的傾斜補償。

任何新系統都需要與現有部署保持相容,因此最高DOCSIS 3.0頻道中的功率(以999 MHz為中心)必須保持不變(通常為57 dBmV),這表示最高頻道(以1215 MHz為中心)中所需的RF功率為61 dBmV。由於增加了頻道,增加了傾斜度,並且纜線數據機需要高SNR,因此節點輸出埠前的最後一個主動元件,即A類超線性功率放大器(功率倍增器混合)所需的輸出訊號位準提高了一倍多,達到76.8 dBmV的複合位準。為了滿足不斷增長的RF功率需求,混合硬體設計人員必須將每埠混合直流偏置功率從10 W左右增加到18 W,並且在某些情況下,必須將直流電源電壓從業界標準值24 V增加到34 V。由於節點通常支援多達4個RF埠,每個埠都有其自己的混合埠,並且通常由通過同軸電纜注入的60 V交流電源供電,這就迫使對設計做出重大更改,並產生了新的散熱管理問題。

為了支援採用DOCSIS 3.1的更高階QAM方案,節點輸出端對MER的苛刻要求已從43 dB增加到48 dB。2 在這樣高的MER要求下,DAC時脈上的相位雜訊和雜散訊號會對系統性能產生影響。功率倍增器直接影響MER和頻內頻外失真的主要不利因素是非線性失真,包含諧波和交調失真。在108 MHz至1218 MHz的倍頻程工作範圍內,存在多個頻內奇偶次諧波,而在185個D3.0載波(或等效載波)下,會產生一組非常複雜的IM產物。傾斜也有明顯的影響,因為較高頻道中的功率比最低頻道中的功率大100多倍,所以這裡會產生明顯的差頻積。峰均功率比(PAPR)超過12 dB。

所有這些因素結合起來,為功率倍增器設計人員帶來了巨大的挑戰:更寬的頻寬、更高的峰均功率以及改善線性度。最新的A類GaAs/GaN推拉式混合元件(如 ADCA3992)可滿足頻寬、RF功率和線性度要求,但RF系統設計人員所面臨的挑戰無疑是降低功耗:650 mW的RF輸出功率的直流輸入約為18 W時(等效於76.8 dBmV複合位準),直流到RF的轉換效率僅為3.6%。

系統解決方案是什麼?

一旦混合設備能夠支援所需的頻寬和功率,解決方案的第一部分就是確保輸出埠前的最後一個主動元件,即混合功率倍增器能夠獲得清晰的訊號。透過使用高性能寬頻16位元RF DAC(如AD9162)和低相位雜訊、低雜散輻射JESD204B相容時脈源(如HMC7044),可在DAC輸出端跨整個DOCSIS 3.1頻率範圍實現約52 dB MER。

解決方案的第二部分更複雜。理想情況下,任何解決方案都會既提高功率倍增器的輸出功率能力又提高MER,同時降低功耗,但它們幾乎是相互對立的:在恆定輸出功率下,降低功耗會使MER性能下降,或者需要損失RF功率性能,才能使MER保持不變。雖然可以使用包絡追蹤(ET)等技術來提高效率,但創建非常寬的頻寬包絡訊號並將ET過程產生的明顯失真線性化將帶來額外的挑戰。

要兼顧效率和MER,具有吸引力的解決方案就是DPD,整個無線蜂巢產業幾乎普遍採用。數位預失真(DPD)允許用戶在更高效但非線性更明顯的區域中運行混合功率倍增器,然後先預先校正數位域中的失真,再將數據發送到放大器。如圖4所示,DPD在資料到達放大器之前對其進行整形,以抵消放大器產生的失真,從而擴大功率倍增器的線性範圍。

Figure 4. Digital predistortion.
圖4.數位預失真。

在擴大的線性工作範圍中,DPD讓放大器能夠在降低的偏置電流或電源電壓下更自由地運行(從而降低功耗),或提高MER和誤碼率(BER),甚至可能同時兼顧。儘管數位預失真已廣泛應用於無線蜂巢式基礎設施,但在電纜環境中實施數位預失真有獨特而又有挑戰性的要求。這包括對超寬頻寬應用線性化,儘量減少實施DPD所需的數位訊號處理功耗,以及在高傾斜頻譜下工作。所有這一切只能透過對硬體、FPGA和軟體進行適度的更改(會增加成本)來實現。

由於透過將放大器驅動到非線性工作區域來提高效率,多個頻內失真產物給DPD帶來了獨特的挑戰。不僅是大訊號頻寬,還有它在頻譜(從直流開始僅為108 MHz)上的位置都對DPD構成了挑戰。有線訊號的性質與無線截然不同,無線訊號其所需訊號的頻寬(例如,60 MHz)比RF中心頻率(例如,2140 MHz)小很多。在典型的108 MHz至1218 MHz DOCSIS 3.1下游分配中,所需訊號頻寬為1110 MHz,中心頻率為663 MHz。所有非線性系統都會發生諧波失真。電纜數位預失真的重點是頻內諧波失真產物。在典型的無線系統中,三次和五次諧波最重要,因為其他產物在頻段外,可透過傳統濾波器濾除。在典型的電纜部署中,最低載波的前11個諧波都在頻段內。

Figure 5. The effects of broadband harmonic distortion in wideband cable applications.
圖5.寬頻電纜應用中寬頻諧波失真的影響

相較於只需要考慮奇數次諧波的無線蜂巢區應用,電纜應用中的偶數次和奇數次諧波均在頻段內,可產生多個重疊的失真區域。這在一定程度上會對任何數位預失真解決方案的複雜性和精密性產生嚴重影響,因為演算法必須透過簡單的窄頻假設。數位預失真解決方案必須適應所有階次的諧波失真。每個階次k需要[k/2] + 1項(二階:k = 2 → 2項,三階:k = 3 → 2項,四階:k = 4 → 3項等)。在窄頻系統中,偶數階項可以被忽略,奇數階在每個目標頻段內產生1個項。電纜應用中的數位預失真必須考慮奇數階和偶數階諧波失真,並且還必須考慮到每個階可能有多個重疊的頻內元素。

諧波失真校正定位

考慮到傳統窄頻數位預失真解決方案的處理在複雜的基帶處完成,我們主要關注對稱位於載波周圍的諧波失真。在寬頻電纜系統中,儘管保持了位於一次諧波周圍的那些項的對稱性,但是這一對稱性不再適用於更高階次的諧波產物。

Figure 6. Frequency offset requirements in the complex baseband processing for wideband DPD. (a) Conventional narrow-band DPD processing done at complex baseband. (b) Wideband cable DPD, OOB HD must be frequency offset to allow for RF upconversion.
圖6.寬頻數位預失真複雜基頻處理中的頻率偏移要求。(a) 傳統窄頻數位預失真在複雜基頻處完成。(b) 寬頻電纜數位預失真、OOB HD必須是頻率偏移以允許RF上變頻。

如圖6a所示,傳統窄頻數位預失真在複雜基頻處完成。在這些實例中,僅一次諧波產物在頻段範圍內,因此其基帶產物直接轉換為RF。考慮寬頻電纜數位預失真時(圖6b),較高階次的諧波失真必須是頻率偏移,才能使上變頻後的基頻產物正確位於實際RF頻譜中。

Figure 7. Idealized DPD implementation with no bandwidth restrictions.
圖7.無頻寬限制的理想化數位預失真方案

圖7概要顯示了一種數位預失真的實現。在理想情況下,從數位上變頻器(DUC)(透過數位預失真)到DAC乃至通過功率倍增器的路徑將沒有頻寬限制。同樣地,觀測路徑上的ADC將對全頻寬進行數位化。請注意,為了進行說明,我們擴展2倍頻寬的訊號路徑;在某些無線蜂巢應用中,可擴展到3至5倍的頻寬。理想方案是透過數位預失真產生頻內項和頻外項,從而完全消除功率放大器引入的失真。需要注意的是,為了準確消除失真,需要在目標訊號的頻寬之外創建項,這一點非常重要。在實際方案中,訊號路徑具有頻寬限制和傾斜特性,數位元預失真性能無法達到理想方案要求。

ADI開發了一個完全即時、閉路、自我調整電纜數位預失真解決方案,由FPGA結構中的執行器和嵌入式處理器中基於軟體的自我調整機制組成。該建置方案使用Intel® Arria® 10 660 FPGA和嵌入式 ARM® Cortex® 處理器。DPD IP核心和ARM的功耗為5.3 W,儘管使用更新一代的FPGA或轉換為ASIC,此功率仍應低於3 W。

結果

圖8顯示ADCA3992在76.8 dBmV總複合電源、34 V電源電壓、400 mA偏置電流(13.6 W直流電源)下工作的測試結果。

Figure 8. ADCA3992 performance at 76.8 dBmV without DPD (blue) and with DPD (orange).
圖8.ADCA3992在76.8 dBmV下不具有數位預失真(藍色)和具有數位預失真(橙色)時的性能。

測試訊號是一串DOCSIS 3.0載波,中心頻率為111 MHz至1215 MHz,傾斜度為21 dB。引入了少量的間隙,以便觀察頻段失真。從中可以看到,頻段底部失真約改善了6 dB,頻段頂部超過8 dB。

與530 mA標準非數位預失真功率倍增器電流相比,直流電源節省4.4 W,那麼,4埠系統節省的總功率為17.6 W減5.3 W FPGA電源,得到12.3 W。對於72 W至59.7 W的4埠系統,功耗(散熱)大幅降低。每個倍增器的偏置電流很可能進一步回退至350 mA (11.9 W),同時仍達到41 dB的MER目標值,從而系統淨節省19.2 W。

結論

儘管高速移動資料和光纖日益得到廣泛應用,但現有最後一英里網路的巨大覆蓋範圍及其相對良好的電氣特性,可確保在可預見的未來,它們仍將是向消費者提供語音、影音和數據資訊服務的重要工具。隨著有線電視網路過渡到DOCSIS 3.1,並且不斷地發展,滿足更寬的頻率範圍、更高的功率、更好的調變精度,以及更高的功效等系統性能要求變得更加困難。

數位預失真提供了一種可解決這些相互衝突需求的方式,但在電纜應用中的實施也構成了非常獨特和極具難度的挑戰。ADI已開發出一套全面的系統解決方案來應對這些挑戰,其中包含混合訊號矽(DAC、ADC和時脈)、RF功率模組(GaN/GaAs混合)和先進演算法。這三種技術的結合為設備製造商提供了一個彈性的高性能解決方案,能夠以最小的妥協在功耗與系統性能之間實現平衡。軟體定義線性化並支援原有電纜技術到新一代電纜技術的輕鬆過渡,新一代電纜技術中預計將包含全雙工(FD)、擴展頻寬(至1794 MHz)和包絡追蹤(ET)。

本文借鑒Patrick Pratt的數位預失真圖,筆者對此表示感謝。

參考電路

1Robert L. Howald。「光纖前沿 。春季技術論壇論文集,2016年。

2有線電纜資料服務介面規範,DOCSIS®3.1—實體層規範:: CM-SP-PHYv3.1-I08-151210.。 CableLabs, 2017年5月。