可調高壓電源兼具精度和可重複性，適合感測器偏置應用
作者：ADI現場應用工程師
問題:
有沒有一種簡單的方法可創建適合感測器偏置應用的高壓電源？
答案:
當然，只需使用整合精密回饋電阻的IC。
簡介
提供高精度輸出的可調高壓電源很難建構。時間、溫度和生產過程中的差異等帶來的漂移通常都會導致誤差。傳統上用於回饋的阻性網路是常見誤差源。本文提出一種利用積體電路(IC)回饋路徑的新穎設計。此電路用於感測器偏置應用，與利用電阻網路提供回饋的設計相比，精度更高，漂移更低，更加彈性，甚至還能節省成本。
圖1顯示了建構可調高壓偏置電路的傳統方法。DAC用於產生控制電壓，運算放大器用於提供增益。圖1中的電路提供~0 V至110 V的輸出，控制電壓範圍為0 V至5 V。
由於高壓感測器常常具有相當高的電容性，因此一般使用電阻(R2)來將運算放大器輸出與負載隔離，避免潛在的穩定性問題。
在某些情況下，這些電路工作得非常好。當需要更高的精度或更一致的長期性能時，利用IC實現回饋是有益的。
IC回饋實現
圖2所示電路的配置考慮了以下設計目標：
- 控制電壓：0 V至5 V
- 輸出電壓可調範圍：~0 V至110 V
- 輸出電流 > 10 mA
- 初始精度：±0.1%（典型值）
- 無需外部精密電阻
圖2中的電路主要由三部分組成：控制電壓、積分器和回饋路徑。如上文所述，回饋由積體電路而非電阻網路提供。
控制電壓輸入範圍為0 V至5 V。22倍電路增益提供從~0V (0 V×22)到110 V (5 V×22)的輸出偏置電壓。為了產生控制電壓，選擇 AD5683R 。AD5683R是一款內建2 ppm/°C基準電壓源的16位元nanoDAC®。選擇5 V輸出範圍，使電路能以~1.68 mV步進提供從~0 V到110 V的偏置電壓。
積分器選擇 LTC6090 。LTC6090是一款高壓運算放大器，能夠提供軌對軌輸出和微微安培輸入偏置電流。低輸入偏置電流對於實現所需的高精度至關重要。此外，LTC6090提供的開迴路增益典型值大於140 dB，因此有限迴路增益導致的系統誤差大幅減小。
LTC6090將回饋電壓與控制電壓進行比較，並將差值（即誤差）積分，從而將輸出(VBIAS)調整到所需的設定值。由R1和C1形成的時間常數設定積分時間，這不會影響放大器精度，因此不需要精密元件。為進行測試，負載建模為11 kΩ電阻與2.2μF電容並聯。
LT1997-2 差動放大器為回饋迴路提供22倍（增益 = 0.4545...）的衰減。實現22倍衰減所需的連接可以透過 LTC1997-2線上計算器 輕鬆確定。該工具的螢幕截圖如圖3所示。
LT1997-2非常彈性，支援廣泛的增益/衰減組合。 產品手冊 中提供了示例， 評估板 透過跳線可選設定支援許多增益組合。
測試設定
電路在LTspice中建模並符合設計目標。使用以下評估板來説明進行硬體測試：
- EVAL-AD5683R：AD5683R DAC評估板
- DC1979A：LTC6090 140 V軌對軌輸出運算放大器評估板（經修改以用於測試）
- DC2551A-B：LT1997可配置精密放大器展示板（經修改以用於測試）
- DC2275A：LT8331升壓器展示板，10 V ≤ VIN ≤ 48 V，120 VOUT，電流最高80 mA
- DC2354A：LTC7149降壓器展示板，配置為負VOUT；
3.5 V ≤ VIN ≤ 55 V；VOUT = –3.3 V/–5 V/可調至-56 V，最高4 A
產生控制電壓
利用AD5683R評估板設定電路的控制電壓。該板透過USB埠連接到運行 ADI ACE（分析、控制、評估）軟體的筆記型電腦。ACE提供了一個簡單的GUI來配置AD5683R並設定DAC輸出電壓。輸出電壓提供高壓偏置輸出的設定值。
直流精度
表1和圖7中的測量在24°C環境溫度下使用Keysight 34460A DMM進行的。AD5683R評估板的輸出校準到四個小數位，並透過ADI的ACE軟體進行控制。這些結果來自一組電路板，不代表最小/最大規格。
| 控制電壓(V) | 期望偏置電壓(V) | 實測偏置電壓(V) | 誤差(%) |
| 0.0000 | 0 | 0.0121 | – |
| 0.5000 | 11 | 11.004 | 0.036% |
| 1.0000 | 22 | 22.005 | 0.023% |
| 1.5000 | 33 | 33.005 | 0.015% |
| 2.0000 | 44 | 44.005 | 0.011% |
| 2.5000 | 55 | 55.007 | 0.013% |
| 3.0000 | 66 | 66.007 | 0.011% |
| 3.5000 | 77 | 77.008 | 0.010% |
| 4.0000 | 88 | 88.008 | 0.009% |
| 4.5000 | 99 | 99.010 | 0.010% |
| 5.0000 | 110 | 110.009 | 0.008% |
請注意，在~40 V輸出以下，誤差由電路內的放大器失調主導。在低偏置電壓下，失調的幅度比增益誤差更大。在較高偏置電壓下，失調貢獻的誤差百分比較小，增益誤差占主導地位。本文後面會提供誤差分析和更詳細資訊。
交流回應
將一個階躍函數應用於不同電壓的控制輸入。測量輸出和回饋電壓（參見圖8至圖10）。請注意，偏置電壓以斜坡形式平滑地變至所需的值。
啟動波形
觀察電源和訊號的啟動波形。這是為了確保不會將高電壓意外應用於偏置輸出。AD5683R提供從0 V開始的控制電壓。隨著電源電壓升高，在偏置輸出端觀察到~3V的小毛刺。鑒於偏置輸出的高壓性質，這對測試目的而言是可以接受的。
如果要在生產系統中使用該電路，建議控制電源時序，使得控制電壓首先應用，然後高壓電源啟動。該上電順序將能避免啟動過程中偏置電壓輸出端出現高壓尖峰對的可能性。一款簡單的時序控制器（如 ADM1186）便足以實現該功能。
測試設定照片
LTC6090評估板安裝在LT1997-2評估板的底部。測試設定只需要修改這些評估板。DAC和電源評估板以庫存配置使用，為簡單起見不予以顯示。
誤差分析
我們執行了誤差分析。電路中的主要誤差源及其典型值和最大值如表2所示。
經計算，110 V偏置輸出時的最大誤差為0.0382%或42 mV，其中包括元件變化和全溫度範圍（-40°C至+125°C）內的變化所產生的全部誤差。經計算，110 V偏置輸出時的典型誤差為0.00839%，這與實測結果（0.008%或9 mV）相吻合。
關於電源的說明
測試期間使用的硬體由±5 V、24 V和120 V電源供電。以下是關於如何選擇這些電源軌的一些附加說明：
- AD5683R DAC需要5 V電源。
- 為了實現DAC的5 V輸出，電源電壓可能必須略高於5 V。即使小負載也可能限制最大輸出值。有關其他資訊，請參閱 AD5683R產品手冊 第15頁上的圖38。
- -5 V是為了讓LTC6090和LT1997-2能在接近0V的控制電壓輸入下工作。
- LTC6090的輸入共模範圍以比V-高 3 V為限。
- 為方便起見，使用LTC7149演示板來產生-5 V軌。
- LTC7149評估板能夠提供最高4 A輸出。
- 電路在-5 V時需要的電流小於25 mA，簡單的電荷泵逆變器就足夠了。作為例子，可以考慮 ADP5600。
- 120 V用於LTC6090的V+。
- 雖然LTC6090提供軌對軌輸出，但在重負載下，V+需要額外的裕量。
- 24 V用作LT1997-2的正電源。
- 選擇該電壓是為了避免Over-The-Top®操作。LT1997-2的某些特性在Over-The-Top區域中會劣化。有關其他資訊，請參閱 LT1997-2數據手冊 的第14頁。
| 產品手冊中的最大誤差* | ||||||||
| 誤差 (%) | 誤差 (µV) | 誤差 (nA) | 回饋節點誤差 (µV) | 偏置節點誤差 (mV) | 控制電壓 = 1 V時的誤差；輸出 = 22 V (%) | 控制電壓 = 5 V時的誤差；輸出 = 110 V (%) | ||
| LT1997-2 增益 | 0.008 | 0.0080 | 0.0080 | |||||
| LT1997-2 電壓失調 | 200 | 282 | 6.204 | 0.0282 | 0.0056 | |||
| LT1997 IB 失調 | 10 | 227 | 4.994 | 0.0227 | 0.0045 | |||
| LTC6090 失調 | 1000 | 1000 | 22 | 0.1000 | 0.0200 | |||
| 總誤差 (%)： | 0.1589 | 0.0382 | ||||||
| 產品手冊中的典型誤差** | ||||||||
| 誤差 (%) | 誤差 (µV) | 誤差 (nA) | 回饋節點誤差 (µV) | 偏置節點誤差 (mV) | 控制電壓 = 1 V時的誤差；輸出 = 22 V (%) | 控制電壓 = 5 V時的誤差；輸出 = 110 V (%) | ||
| LT1997-2 增益 | 0.001 | 0.00100 | 0.00100 | |||||
| LT1997-2 電壓失調 | 20 | 28.2 | 0.6204 | 0.00282 | 0.00056 | |||
| LT1997 IB 失調 | 0.5 | 11.35 | 0.2497 | 0.00114 | 0.00023 | |||
| LTC6090 失調 | 330 | 330 | 7.26 | 0.03300 | 0.00660 | |||
| 總誤差(%)： | 0.03796 | 0.00839 | ||||||
* 包括元件變化和全溫度範圍
** 25°C時
IC回饋與傳統電阻網路回饋的比較
我們來比較圖1所示傳統方法與圖2所示IC回饋方法的幾個設計指標。對於此比較，選擇LT1997-2（參見圖14）作為回饋網路的IC。請注意，LT1997-2中嵌入了高度匹配的精密電阻。
| 分立電阻 | LT1997-2 | 備註* | |
| 尺寸 | ✔ | 2× (3.1 mm × 1.6 mm) vs. (4 mm × 4 mm) |
|
| 成本 | ✔✔✔ | 2 × ($0.11) vs. $3.39（~千片價格） | |
| 電阻精度 | ✔✔ | 0.1% vs. 0.008% | |
| 溫度漂移 | ✔✔ | 25 ppm/°C vs. 1 ppm/°C |
|
| 最大感測器電壓 | ✔ | 200 V與270 V |
*RT1206BRD07150KL，千顆價格來自Digi-Key 2020年12月的資料
LT1997-2IDF#PBF，千顆價格來自ADI網站2020年12月的資料
| 金屬膜電阻網路 | LT1997-2 | 備註* | |
| 尺寸 | ✔✔ | (8.9 mm × 3.5 mm × 10.5 mm) vs. (4 mm × 4 mm × 0.75 mm) 電阻為通孔式，10.5 mm高 | |
| 成本 | ✔✔✔ | $22.33 vs. $3.76（~500顆價格） | |
| 電阻精度 | 旗鼓相當 | 旗鼓相當 | 0.005% vs. 0.008% |
| 溫度漂移 | 旗鼓相當 | 旗鼓相當 | 1.5 ppm/°C vs. 1 ppm/°C |
| 最大感測器電壓 | ✔ | 350 V與270 V |
*Y0114V0525BV0L，500顆價格來自Digi-Key 2020年12月的資料
LT1997-2IDF#PBF，500顆價格來自ADI網站2020年12月的資料
| 矽基電阻網路 | LT1997-2 | Comments* | |
| 尺寸 | ✔ | (3.04 mm × 2.64 mm) vs. (4 mm × 4 mm) |
|
| 成本 | ✔ | $1.90 vs. $3.39（~千片價格） | |
| 電阻精度 | ✔ | 0.035% vs. 0.008% | |
| 溫度漂移 | 旗鼓相當 | 旗鼓相當 | 1 ppm/°C vs. 1 ppm/°C |
| 最大感測器電壓 | ✔✔ | 80 V與270 V |
*MAX5490VA10000+，千顆價格來自Maxim網站2020年12月的資料
LT1997-2IDF#PBF，千顆價格來自ADI網站2020年12月的資料
雖然LT1997-2比兩個晶片電阻貴得多，但其性能要好得多。相較於金屬膜電阻網路，LT1997-2在尺寸和成本方面均有優勢。與矽基電阻網路相比，LT1997-2在精度和工作電壓方面有優勢。此外，相較於所有競爭解決方案，LT1997-2內整合不同電阻值是一個優點，在需要的時候能夠透過外部跳線提供增益彈性。
使用整合精密電阻的IC還有一個可能不是很明顯的優點。放大器的求和結埋在元件內，未暴露給PCB。因此，這些敏感節點得以免受干擾輸入的影響。另外，在許多增益配置中，內部電阻外接到地或輸出，避免了可能影響電路精度的洩漏路徑。洩漏路徑是較高電壓電路中的常見誤差源。有關此話題的更多資訊，請參閱 LTC6090產品手冊 的第14頁。
結論
可調高壓偏置電路傳統上採用運算放大器，透過電阻回饋網路產生精密輸出。雖然這種方法很容易理解，但實現精密、可重複的性能很困難。利用IC而不是電阻網路來提供回饋將可以提供更準確、更一致性的結果。