防止切換式轉換器輸出湧浪所引發的啟動問題

作者: Fil Paulo Balat、Jefferson Eco和James Macasaet

摘要

在要求降低輸出雜訊的應用中,由於輸出湧浪過大,切換式轉換器可能會遇到延遲啟動的問題,或者可能根本無法啟動。因為輸出濾波器設計不當所引起的輸出湧浪電流及其影響,可以透過增加軟啟動時間、提高切換頻率或減小輸出電容來降低。本文即將介紹一些實用的設計考慮事項,以防止輸出湧浪過大引發啟動問題。

簡介

許多切換式轉換器的設計是由嚴苛的輸出雜訊要求驅動的。對低輸出雜訊的需求促使設計人員加大輸出濾波,例如在輸出端使用多個電容。隨著輸出軌上電容的增加,過大湧浪電流可能會為啟動過程造成問題,導致電感飽和或損壞功率切換開關。

單片切換式穩壓器不同於切換式控制器,其功率切換開關是在晶片內部。這對於負載點切換式轉換器應用而言是一種理想的方法,因為它具有更小的PCB尺寸和更良好的閘極驅動電路設計等優點。這意味著,為了避免損壞切換開關和穩壓器晶片本身,過流保護是必須的。雙通道、高性能DC-DC單晶片切換式穩壓器ADP5070 就是一個例子,如圖1所示。

Figure 1
圖1.採用ADP5070穩壓器的切換式轉換器


在輸出超載情況下或啟動時會有大電流流過內部切換開關的情況下,為防止電路受損,切換式穩壓器製造商在單晶片切換式穩壓器上會採用不同的限流技術。儘管存在限流保護,切換式穩壓器仍可能無法正常工作,尤其是在啟動期間。例如,打嗝模式用作限流保護手段時,在初始上電期間,輸出電容仍處於完全放電狀態,切換式穩壓器可能進入打嗝模式,導致啟動時間延長或可能根本不啟動。除負載外,輸出電容可能會引起過大的湧浪電流,進而導致電感電流升高,並達到打嗝模式的限流門檻。

過流保護方案

切換式轉換器內部整合了功率切換開關,使限流保護成為基本功能。常用限流方案有三種:定電流限流、返折限流和打嗝模式限流。

定電流限流

對於定電流限流方案,當發生超載情況時,輸出電流保持恒定值(ILIMIT)。因此,輸出電壓會下降。這種方案透過周期對周期限流而實現,利用流經功率切換開關的峰值電感電流資訊檢測超載狀況。

Figure 2
圖2.週期對週期定電流限流


圖2顯示了在峰值限流方案中,一個降壓轉換器在正常和超載情況下的典型電感電流。在超載狀況期間,如ILIMIT所示,當檢測到的峰值電流大於預定閾值時,切換週期即終止。

在定電流限流方案中,輸出電流保持在ILIMIT,導致穩壓器功耗很高。此功耗會導致接面溫度的升高,並可能超過熱限值。

返折限流

返折限流方案部分解決了定電流限流的問題,在故障或超載情況下有助於將電晶體保持在安全工作區域。圖3比較了定電流和返折限流兩種方案的VOUT與IOUT回應曲線。與定電流限流相反,輸出電流(IOUT)的減小降低了功耗,從而降低了切換式轉換器的熱應力。

Figure 3
圖3.定電流和折返兩種方案的VOUT與IOUT曲線


該方案的缺點是不能完全自恢復。由於其折返特性,並且取決於負載性質,一旦達到或超過限流門檻,工作點可能落入趨向短路工作點的折返區域。這將需要斷電重啟元件或重新致能元件,使其恢復正常工作狀態。

打嗝模式限流

在打嗝模式限流方案中,轉換器切換進入一系列突發短脈衝,然後是睡眠時間,"打嗝"名稱正是由此而來。一旦發生超載狀況,切換式轉換器即進入打嗝模式,其中的睡眠時間是指切換斷開預定時間。睡眠時間結束時,切換式轉換器將嘗試從軟啟動狀態重新開機。如果限流故障已清除,元件將恢復正常工作,否則重新進入打嗝模式。

打嗝模式限流方案克服了上面討論的兩種過流保護的缺點。首先,它解決了散熱問題,因為睡眠時間降低了平均負載電流,使轉換器得以冷卻。其次,一旦超載條件消除,元件便能平穩地自動恢復。

但是,如果啟動過程中打嗝模式檢測處於啟動狀態,則可能會出現一些問題。除負載電流外,過大湧浪電流可能會導致電感電流超出限流閾值,從而觸發打嗝模式,阻止轉換器啟動。例如,ADP5071的反相穩壓器的負輸出配置為-15 V輸出電壓、100 mA輸出電流和大約63 μF的總輸出電容,由3.3 V電源供電後不會啟動。如圖4所示,由於大輸出湧浪電流觸發限流閾值,負軌處於打嗝模式。電感電流峰值達到1.5 A左右,超過了約1.32 A的典型限流門檻。

Figure 4
圖4.打嗝模式下的ADP5071反相穩壓器


另外,如果由於輸出電容較大而引起湧浪過大,轉換器的啟動時間可能會意外變長,如圖5所示。

Figure 5
圖5.ADP5070反相穩壓器延遲啟動


切換式轉換器中的電感電流

電感平均電流

在非隔離式切換式轉換器中,電感的位置決定轉換器的拓撲結構。輸入和輸出之間有一個共用參考地,電感位置只有三個可能的不同軌:輸入、輸出和接地軌。

圖6顯示了這三種基本切換拓撲結構。當電感位於輸出軌時,拓撲結構為降壓型。當電感位於輸入軌時,拓撲結構為升壓型。當電感位於接地軌時,拓撲結構為反相升降壓型。

Figure 6
圖6.基本切換拓撲結構


在穩態條件下,由於電容上的平均電流為零,所以輸出軌上的平均電流(IOUTRAIL)必定等於輸出電流。對於降壓拓撲,IL-AVE = IOUT。但對於升壓和反相升降壓型拓撲,ID-AVE = IOUT

對於升壓和反相升降壓型拓撲,電流僅在切換關斷期間流過二極體。因此在切換斷開期間,ID-AVE = IL-AVE。要計算相對於輸出電流的平均電感電流,請參考圖7。關斷時間內綠色矩形區域是平均二極體電流ID-AVE,其高度等於IL-AVE,寬度等於TOFF。此電流全部到達輸出端,因此可以轉換成平均寬度為T、高度為IOUT的矩形區域。

Equation 1

Figure 7
圖7.升壓型或反相升降壓型的二極體電流


表1是對平均電感電流IL-AVE和切換占空比D的總結。基於這些公式,當輸入電壓處於最小值以提供最大占空比時,並且當輸出電流處於最大值時,電感電流將處於最大值。

表1.平均電感電流和占空比電感電流峰值
拓撲結構 電感電流 占空比
降壓型 Table 1 Equation 1 Table 1 Equation 3
升壓型  Table 1 Equation 2  Table 1 Equation 4
反相升降壓型 Table 1 Equation 5 

電感電流峰值

圖8顯示了升降壓逆變器在穩態條件和連續導通工作模式下的電感電壓和電流波形。對於任何切換拓撲結構,電感電流漣波量(ΔIL)都可以根據理想電感公式 2 得出。

Figure 8
圖8.電感電流的"擺幅"


Equation 2

在電感電流為三角形且呈現恒定變化率(因此有恒定感應電壓)的切換轉換器應用中,(ΔIL/Δt)可以用在電感公式中,重新整理的公式3中就這一項。電感電流漣波是由施加到電感的伏秒和電感值所決定。

Equation 3

切換導通時間很容易與工作週期和切換頻率相聯繫,如公式4所示。因此,在後面的公式中在切換導通期間使用伏秒乘積要比切換關斷期間更方便。

Equation 4

表2總結了三種不同拓撲結構中的電感電流漣波。公式3中的伏秒乘積項tON被公式4代替,VL-ON項被電感上的感應電壓(取決於拓撲結構)代替。

表2.電感電流漣波
拓撲結構 電感電流漣波
降壓型 Table 2 Equation 1
升壓型 Table 2 Equation 2
升降壓型

回顧圖8中的穩態電感電流,可觀察到,電感電流平均值恰好位於斜坡的幾何中心,或波形擺幅的ΔIL/2點處。因此,電感電流峰值等於電感電流均值與電感電流漣波的一半之和,如公式5所示。

Equation 5

電容湧浪電流

公式6定義了電容的充電電流或位移電流。其示出了流經一個電容的電流對應於該電容上的電壓變化率。

Equation 6

選擇切換轉換器的輸出電容值時,應考慮電容充電電流。啟動時,假定電容電壓等於零或沒有電荷,輸出電容開始充電,汲取的電流取決於總電容和電容電壓變化率,直至電容電壓達到穩定狀態。

切換轉換器中輸出電壓的上升是一個斜率恒定的受控斜坡,因此變化率方程可以簡化,如公式7所示。輸出電壓(ΔV)的變化對應於穩態輸出電壓,Δt對應於啟動期間輸出達到最終值所需的時間,或通常稱為軟啟動時間。

Equation 7

如果輸出電容(COUT)過大或軟啟動時間較短,則穩壓器需要的電流ICAP可能太高,導致轉換器操作出現問題。這種大電流脈衝量稱為湧浪電流。圖9顯示了輸出為15 V、輸出電容為10 μF、軟啟動時間為4 ms的反相降壓-升壓轉換器啟動期間的電容湧浪電流和輸出電壓。

Figure 9
圖9.輸出電容湧浪電流


啟動時的電感電流峰值

圖10顯示了一個典型升壓轉換器電路。當電晶體切換閉合時,電流流過電感,但沒有電流流過輸出軌。在COUT放電階段,放電電流(ICAP)流向輸出端,但沒有電流流經反向偏置二極體。當電晶體切換斷開時,電流ID流過二極體。

Figure 10
圖10.升壓DC-DC轉換器電路


根據基爾霍夫電流定律,通過輸出軌的電流(ID)必須等於流過輸出電容(ICAP)和輸出負載(IOUT)的電流之和。這可以透過公式8表示。

Equation 8

此公式適用於每個充電階段或電容兩端的電壓上升時。因此,它也適用於切換轉換器的啟動過程,當輸出電容的初始狀態為放電時,或當輸出電壓尚未處於穩態值時。

啟動期間的電感電流峰值可使用公式5進行定義,其中包括輸出電容引起的湧浪電流影響。公式8將被應用於表1中的IL-AVE公式,用IOUT + ICAP代替IOUT。表3總結了啟動過程中的電感電流峰值公式。

表3.啟動時的電感電流峰值
拓撲結構 電感電流漣波
降壓型 Table 3 Equation 1
升壓型 Table 3 Equation 2
升降壓型

對於三種拓撲結構中的任何一種,電感電流峰值都與IOUT成正比。就輸出電流而言,輸出電容必須按照滿載條件進行設計。

大多數應用要求在一定輸入電壓範圍內工作。因此,針對輸入電壓,就電感電流的直流和交流分量電壓的大小而言,降壓拓撲結構與其他兩種拓撲結構之間存在差異。透過圖11就可以非常明白這一點。對於降壓拓撲,隨著輸入電壓升高,交流分量電壓升高。平均電流等於輸出電流,所以直流分量電壓保持不變。因此在最大輸入電壓下,電感電流峰值最大。

Figure 11
圖11.電感電流與輸入電壓的關係


對於升壓型和升降壓型,隨著輸入電壓升高,交流分量電壓升高,但由於占空比對平均電流的影響,直流分量電壓下降,如表1所示。直流分量電壓占主導地位,因此電感峰值電流在最小輸入電壓時處於額定最大值。就輸入電壓而言,對於降壓拓撲,輸出電容的設計必須在最大輸入電壓下完成,升降壓型,則應使用最小輸入電壓進行設計。

降低湧浪影響

輸出電容濾波器

如前面所述,輸出端電容過大會引起高湧浪電流,導致電感電流峰值在啟動期間達到限流門檻。因此,在保持良好的轉換器啟動性能的同時,必須使用合適的電容來實現最小輸出電壓漣波。

對於降壓轉換器,COUT和峰對峰值電壓漣波之間的關係由公式9定義。

Equation 9

對於升壓和反相降壓-升壓轉換器,COUT和峰對峰值漣波之間的關係由公式10定義。

Equation 10

請注意,這些公式忽略了寄生元件對電容和電感的影響。根據轉換器的額定規格,這可以説明設計者限制輸出端增加的電容。關鍵考慮是讓濾波水準和輸出湧浪電流實現良好平衡。

二級LC濾波器

在某些情況下,輸出電壓上會出現切換瞬變,如圖12所示。如果幅度顯著,這對輸出負載將是一個問題。切換尖峰主要由輸出軌上的電流(對於升壓型和升降壓型是二極體電流)的切換轉換引起。PCB銅線上的雜散電感可能會將其放大。由於尖峰頻率比轉換器切換頻率高得多,所以僅透過輸出濾波電容將無法減小峰對峰值漣波,需要進行額外的濾波。

Figure 12
圖12.輸出電壓漣波和切換瞬變


圖12中的藍色線表示升壓轉換器中電感的週期性切換動作,黃線表示輸出電壓漣波。當電感電流切換轉換時,漣波電壓內可觀察到高頻瞬變。

analog.com上有一篇文章介紹了如何透過二級LC濾波來降低高頻瞬態,其標題為"為切換電源設計二級輸出濾波器",作者為Kevin Tompsett,歡迎參考。

漣波測量

獲取輸出電壓漣波時,正確的測量方法也很重要。不正確的測量設置可能導致高壓漣波讀數不準確,從而可能造成輸出電容過度設計。很容易犯了將過多電容放在輸出端的錯誤,以期降低電壓漣波,而沒有意識到這樣做的壞處。

Aldrick Limjoco撰寫題為"測量切換式穩壓器中的輸出漣波和切換瞬變"的應用筆記對此應該有所説明。詳情參見參考文獻。

軟啟動特性

對於升壓型和反相降壓-升壓型,電感電流直流分量電壓的增加產生的影響更大。在較低輸入電壓時,工作週期的增加導致電感電流均值大幅增加,如表3公式中的(1-D)因數所示,圖11也顯示了這一現象。這意味著必須顯著降低輸出電容的湧浪電流。透過增加公式7中的軟啟動時間(tSS)可實現這一點。

Figure 13
圖13.電感電流與軟啟動時間的關係


大多數切換式穩壓器(tSS)具有軟啟動特性,這是為了讓設計人員能夠調整啟動期間的輸出電壓上升時間。改變單個電阻的值常常是調整軟啟動時間的便利方法。圖13顯示了升降壓型變器的啟動波形。軟啟動時間從4 ms變到16 ms時,可以看到電感電流峰值顯著下降25%。

提高切換頻率

圖14顯示了改變切換頻率(fSW)對電感電流的影響。假定工作週期D和輸出電流保持不變,則電感電流的交流分量電壓或ΔIL/2受fSW變化的影響,而直流分量電壓不受影響。因此,當切換頻率較高時,與之成反比的電感電流峰值會較低。

Figure 14
圖14.影響電感電流峰值的因素


ADP5070:示例

輸出電容可以有多大?

ADP5070是一款單晶片、雙通道、升壓和反相升降壓型穩壓器,透過打嗝模式限流方案提供過電流保護。有些客戶忘記考慮在輸出端放置太多電容的弊端,特別是在高工作週期條件下或在最小輸入電壓下。這通常會導致反相輸出端發生啟動問題,因為反相降壓-升壓調節器設計的限流門檻低於升壓調節器。

圖15可用來幫助應用工程師確定ADP5070輸出端允許多大的電容,以避免啟動問題。它使用電感峰值電流與輸出電流的直接關係(包括表3公式中的湧浪),顯示了不同輸入和輸出電壓組合下的最大COUT與最大IOUT的關係曲線。利用公式9或公式10來考量最佳VOUT漣波性能,將有助於設計輸出電容限值。

兩張圖均基於調節器的最短tSS和限流門檻計算。所選外部元件的電流處理能力比調節器高得多。換言之,如果tSS增加,這些圖中的數值肯定會變大。

Figure 15
圖15.最大COUT與最大負載電流的關係


對於需要更高輸出負載電流的應用而言,則應考慮ADP5071。對於升壓和反相降壓-升壓調節器,ADP5071設計的限流閾值均高於ADP5070。

計算結果與測量資料

圖16顯示了反相調節器的電感感應電壓和電流的啟動波形,而圖17顯示了利用表3中公式計算出的電感電流資料和實測基準資料。

Figure 16
圖16.啟動時的電感電流和感應電壓


 

Figure 17
圖17.電感電流:計算值與測量值


根據資料顯示,如果tSS增加,湧浪電流會大大降低,從而降低電感峰值電流。當tSS為4 ms時,反相調節器已經達到0.6 A的限流閾值,並有發生啟動問題的趨勢。補救辦法是將tSS增加到16 ms,以提供足夠的電感峰值電流裕量。

結論

本文所闡明的,是仔細設計輸出濾波電容對於切換轉換器設計十分重要。深入瞭解影響啟動期間電感峰值電流的因素有助於避免啟動問題。升壓和反相降壓-升壓轉換器更容易出現這些問題,特別是那些使用打嗝模式限流方案的轉換器。

電感峰值電流和輸出湧浪電流之間的直接關係已經提供參考。當設計輸出電容時,對照限流閾值考慮電感峰值電流將很有幫助。對於相同的輸出條件,透過增加軟啟動時間或轉換器切換頻率可以降低輸出湧浪電流。

當使用ADI公司的ADP5070/ADP5071/ADP5073/ADP5074/ADP5075 系列單晶片切換式穩壓器設計DC-DC切換轉換器時,本文可作為參考資料。

參考文獻

Erickson, R.B. and D. Maksimovic. 電源電子基礎,第二版。Springer,2001年。

Kirchhoff, Gustav. "基爾霍夫電流定律"。電子教程。

Limjoco, Aldrick S. 應用筆記AN-1144" 測量切換式穩壓器的輸出漣波和切換瞬變. "。ADI公司,2013年1月。

Tompsett, Kevin. "設計切換電源中使用的二級輸出濾波器."。ADI公司,2016年2月。


Authors

Fil Paulo Balat

Fil Paulo Balat

Fil Paulo S. Balat works as an applications engineer in ADI for power management, dc-to-dc products and has 17 years of experience in switching power supply design. His vast experience also involves flyback, quasi-resonant ac-to-dc converters for mobile phone chargers. Fil received his bachelor's degree in electronics engineering from the Xavier University Ateneo de Cagayan, Philippines.

Jefferson A Eco

Jefferson Eco

Jefferson A. Eco joined Analog Devices Philippines on May 2011 and currently works as an applications development engineer mainly focus on power management. He has a pending patent on switching power supply ripple filtering. He graduated from Camarines Sur Polytechnic Colleges - Naga City, Philippines with a bachelor's degree in electronics engineering.

James Macasaet

James Macasaet

James Jasper Macasaet received his B.S. degree in electronics engineering from the University of Santo Tomas, in Manila, Philippines, in April 2013 and is currently continuing his master's in engineering at the University of Limerick. He is currently a systems applications development engineer in Analog Devices Philippines, in Metro Manila, Philippines, focusing on characterization of ADI high performance power management products over a range of mixed-signal products, such as DACs and ADCs. He has coauthored an application note on the topic of powering dual-supply, precision DACs in single-supply systems.