下一代隔離式Σ-Δ調變器如何改善系統級電流測量

作者:ADI 產品應用工程師Nandin Xu


簡介

本文首先介紹共模瞬變抗擾度(CMTI)詳細概念及其在系統中的重要性。我們將討論一個新的隔離式Σ-Δ調變器系列及其性能,以及其如何提升和增強系統電流測量精度,尤其是針對失調誤差和失調誤差漂移。最後介紹推薦的電路解決方案。

隔離調變器廣泛用於需要高精度電流測量和電流隔離的電機/逆變器。隨著電機/逆變器系統向高整合度和高效率轉變,SiC和GaN FET由於具有更小尺寸、更高切換頻率和更低發熱量的優勢,進而開始取代MOSFET和IGBT。然而,隔離元件需要具有高CMTI能力,另外還需要更高精度的電流測量。下一代隔離調變器大幅提高了CMTI能力,並同時提升了本身的精度。

什麼是共模瞬變抗擾度?

共模瞬變抗擾度規定了應用在絕緣臨界狀態下的瞬變脈衝上升和下降的速率。如果超過該速率,可能導致對數據或時脈的損壞。脈衝的變化率和絕對共模電壓都會加以記錄。

新的隔離調變器在靜態和動態CMTI條件下進行了測試。靜態測試檢測來自元件的單個位元錯誤。動態測試監測濾波後的數據輸出,以觀察在CMTI脈衝隨機應用中的雜訊性能變化。詳細測試框圖如圖1所示。

Figure 1. Simplified CMTI test block diagram.

圖1. 簡化的CMTI測試框圖

CMTI之所以重要,是因為高壓擺率(高頻)瞬變可能會破壞跨越隔離閘的資料傳輸。瞭解並測量這些瞬變對元件的影響非常重要。ADI的測試方法基於IEC 60747-17標準,其中涉及磁耦合器的共模瞬變抗擾度(CMTI)測量方法。

如何在平台上測試隔離調變器的CMTI特性

簡化的CMTI測試平台包括如下項目,如圖1所示:

  • VDD1/VDD2的電池電源。
  • 高共電壓脈衝產生器。
  • 用於監視資料的示波器。
  • 用於分析數據的數據擷取平台和用於隔離調變器的256倍抽取sinc3濾波器。
  • 隔離模組(通常使用光隔離)。
  • 隔離調變器。

靜態和動態CMTI測試使用相同的平台,只是輸入訊號不同。該平台還可用於測試其他隔離產品的CMTI性能。對於隔離調變器,將一位元流數據擷取和濾波後傳輸到電機控制系統中的控制迴路中,從而使得動態CMTI測試性能更加全面和實用。圖2和圖3顯示了不同CMTI水準下的時域和頻域CMTI動態測試性能。從圖2中可以看出,對於同一隔離調變器,當施加更高VCM瞬變訊號時,雜散會變得更大。當VCM瞬變訊號超過隔離調變器規格時,時域中會出現非常大的雜散(如圖2c所示)。這在馬達控制系統中會帶來嚴重後果,導致很大的扭矩漣波。

Figure 2. Time domain dynamic CMTI performance.

圖2. 時域動態CMTI性能

Figure 3. Frequency domain dynamic CMTI performance.

圖3. 頻域動態CMTI性能

圖3顯示了不同頻率瞬變下的FFT域性能(即透過改變瞬變週期來保持VCM瞬變水準)。圖3中的結果顯示,諧波與瞬變頻率高度相關。因此,隔離調變器的CMTI能力越高,FFT分析中的雜訊水準就越低。與上一代隔離調變器相比,下一代 ADuM770x 元件 將CMTI能力從25 kV/μs提升到150 kV/μs,大幅改善了系統瞬態抗擾度,詳見表1中的比較資料。

表1. 主要規格比較
主要規格 ADuM7701/ ADuM7703 ADuM7702/ ADuM7704 AD7403 AD7401
隔離
工作電壓
(VPK)
1270 1270 1250 891
CMTI
(kV/μs,最小值)
150 150  25 25
性能
Offset Error
(mV,最大值)
±0.18 ±0.18 ±0.75 ±0.6
50 mV時失調漂移(μV/°C,最大值) ±0.25 (16接腳)±0.6(8接腳)
250 mV時 失調漂移(μV/°C,最大值) ±0.6 3.8 3.5
增益誤差(%FSR,最大值) ±0.2 ±0.2 ±1.2 ±0.3
增益漂移 (ppm/°C)50 mV時 ±15.6 (典型值) ±31.3(最大值)
增益漂移(ppm/°C)250 mV時 ±12.5 (典型值)±28 (最大值) 65 (典型值) 95 (最大值) 36 (典型值)
50 mV時的 ENOB(位元) 14.2 (典型值)13.1 (最小值)
250 mV時的 ENOB(位元) 14 (典型值)13.3 (最小值) 14.2 (典型值) 13.1 (最小值) 11.5 (典型值)
整合度
LDO

封裝 8接腳和16接腳 8接腳和16接腳 8接腳和16接腳 16接腳

系統級補償和校準技術

在馬達控制或逆變器系統中,電流資料的精度越高,系統就越穩定和高效。失調和增益誤差是ADC中直流誤差的常見來源。圖4顯示了失調和增益誤差如何影響ADC轉換函數。這些誤差會以扭矩漣波或速度漣波的形式影響系統。對於大多數系統而言,為了限制誤差影響,可以在環境溫度下校準消除這些誤差。

Figure 4. Offset and gain error of an ADC transfer function.

圖4. ADC轉換函數的失調和增益誤差

否則,整個溫度範圍內的失調漂移和增益誤差會成為問題,因為它們更難以補償。在已知系統溫度的情況下,對於具有線性和可預測漂移曲線的轉換器,透過向曲線增加補償因數以使失調漂移曲線盡可能平坦,可以實現對失調和增益誤差漂移的補償(儘管成本高且耗時)。這種補償方法的詳情參見應用筆記 AN-1377。這種方法可以降低 AD7403/AD7405 數據手冊中規定的漂移值,失調漂移降低多達30%,增益誤差漂移降低多達90%。當希望改善系統級的失調和增益誤差漂移時,可以將該方法應用於任何其他轉換元件。

如何使用斬波技術

另外還有一種稱為斬波技術的設計,它對系統設計人員來說更高效、更方便,而且斬波功能與矽片本身很好整合,大幅減少失調和增益誤差漂移。斬波方案如圖5所示,在ADC上進行的解決方案是對整個類比訊號鏈進行斬波,以消除所有失調和低頻誤差。

Figure 5. Chopping.

圖5. 斬波

調變器的差分輸入在輸入多工器上交替反相(或斬波),針對斬波的每個相位執行一次ADC轉換(多工器切換到0或1狀態)。調變器斬波在輸出多工器中反轉,然後將輸出訊號送入數位濾波器。

如果Σ-Δ調變器中的失調表示為VOS,則當斬波為0時,輸出為(AIN(+) − AIN(−)) + VOS;當斬波為1時,輸出為−[(AIN(−) − AIN(+)) + VOS]。誤差電壓VOS透過在數位濾波器中對這兩個結果求平均來消除,得出(AIN (+) − AIN (−)),它等於沒有任何失調項的差分輸入電壓。

最新的隔離式調變器透過優化內部類比設計和使用最新斬波技術來改善失調和增益誤差相關的性能,大幅簡化系統設計並減少了校準時間。最新ADuM770x元件具有非常高的隔離度和卓越的ADC性能。另外還提供LDO版本,它可簡化系統的電源設計。

推薦電路和佈局設計

電機系統的典型電流測量電路如圖6所示。雖然系統中需要三個相電流測量電路,但框圖中只顯示了一個。其他兩個相電流測量電路類似,用藍色虛線表示。從相電流測量電路可以看出,RSHUNT電阻的一側連接到ADuM770x-8的輸入。另一側連接到高壓FET(可以是IGBT或MOSFET)和電機。當高壓FET改變狀態時,總是會出現過壓、欠壓或其他電壓不穩定情況。相應地,RSHUNT電阻的電壓波動會傳遞到ADuM770x-8,相關資料將在DATA接腳上接收。佈局和系統隔離設計可以改善或惡化電壓不穩定情況,從而影響相電流測量精度。

Figure 6. Typical current measurement circuit in motor system.

圖6. 電機系統中的典型電流測量電路

推薦的電路設定如圖6所示:

  • VDD1/VDD2解耦需要10 μF/100 nF電容,這些電容應放置在盡可能靠近相應接腳的地方。
  • 需要一個10 Ω/220 pF RC濾波器。
  • 建議使用可選的差分電容來降低分流器的雜訊影響。將該電容放置在靠近IN+/IN–接腳的位置(推薦使用0603封裝)。
  • 當數位輸出線路較長時,建議使用82 Ω/33 pF RC濾波器。為了獲得良好的性能,應考慮使用遮罩雙絞線電纜。
  • 如有更高的性能要求,請考慮使用4接腳分流電阻。

為了達到最佳性能,良好的佈局也必不可少。推薦的佈局如圖7所示。建議在分流電阻和IN+/IN–輸入接腳之間使用差分對佈線,以增強共模抑制能力。10 Ω/220 pF濾波器應盡可能靠近IN+/IN–輸入接腳放置。10 μF/100 nF解耦電容應靠近VDD1/VDD2電源接腳放置。建議將部分地層GND1置於輸入相關電路下方,以提高訊號穩定性。對於獨立的GND1線路(顯示為紫色並與差分對走線平行),從分流電阻到ADuM770x-8 GND接腳需要採用星形連接,以降低電源電流波動的影響。

Figure 7. A recommended PCB layout for an ADuM770x-8 circuit.

圖7. ADuM770x-8電路的推薦PCB佈局

結論

最新的ADuM770x隔離式Σ-Δ調變器將CMTI提高到150 kV/μs水準,並提升了溫度漂移性能,這對電流測量應用非常有利。針對設計階段,若使用推薦的電路和佈局將會有相當大的助益。

參考電路

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