如何選擇升壓調節器/控制器IC並使用LTspice選擇週邊元件

作者:ADI資深現場應用工程師Rani Feldman


簡介

為升壓調節器選擇IC的過程與降壓調節器不同,主要區別在於所需輸出電流與調節器IC產品手冊規格之間的關係。在降壓拓撲中,平均電感電流基本上與負載電流相同。而升壓拓撲的情形則不一樣,它需要基於切換電流進行計算。本文介紹了升壓調節器IC(具有內部MOSFET)或控制器IC(具有外部MOSFET)的選擇標準,以及如何使用LTspice®選擇合適的週邊元件以建構完整的升壓功率級。

切換電流的重要性

輸入電壓和輸出電壓是多少?這是選擇降壓或升壓DC-DC轉換器時要問的第一個問題。第二個問題是,滿足預期負載所需的輸出電流是多少?雖然降壓和升壓的輸入和輸出問題相同,但二者選擇合適IC以滿足輸入和輸出要求的過程大不相同。

如果將降壓IC產品選型表與升壓IC產品選型表進行比較,可以明顯看到升壓選擇過程與降壓選擇過程不同的第一個提示。圖1所示為一些內部電源切換降壓產品的選型表。可以看出,輸出電流是主要選型參數之一。

Internal power switch buck selection table

圖1. 將輸出電流顯示為選型參數的內部電源切換降壓產品選型表。

我們來比較一下圖1(內部電源切換降壓產品選型表)與圖2(內部電源切換升壓產品選型表)。在升壓選型表中,輸出電流甚至沒有顯示為選型參數,而是為切換電流所取代。

Switch current shows up as a parameter

圖2. 切換電流代替輸出電流在升壓轉換器IC的產品選型表中顯示為參數。

升壓遵循不同規則的另一個提示是,升壓的產品手冊標題中有一個精巧但很重要的電流聲明。例如,圖3所示為 LTC3621 單晶片降壓調節器的產品手冊首頁,其中明確註明了17 V最大VIN和1 A連續負載能力。

The LTC3621 buck regulator data sheet

圖3. LTC3621降壓調節器產品手冊首頁顯示最大典型工作電壓和電流。

相較之下, LT8330 單晶片升壓調節器產品手冊的標題則標明了切換(內部功率MOSFET)的最大電壓(60 V)和電流(1 A),而不是負載電流和輸入電壓的典型最大值。

The LT8330 boost regulator IC data sheet

圖4. LT8330升壓調節器IC產品手冊首頁顯示最大電源切換能力。

為什麼有這樣的差別?在降壓調節器中,平均電感電流約等於輸出(負載)電流,而在升壓拓撲中,並不是這樣。我們來對比升壓拓撲和降壓拓撲,瞭解其中的原因。

圖5所示為非同步升壓拓撲的簡化原理圖,圖6所示為非同步降壓拓撲的簡化原理圖。二者的D模組都是驅動功率MOSFET的PWM訊號,切換週期的操作週期由輸入和輸出電壓比決定。在本文中,為簡單起見,我使用的是無損連續傳導模式(CCM)等式,因為其結果足夠接近。

 An asynchronous boost

圖5. 非同步升壓。

 Asynchronous buck regulator

圖6. 非同步降壓調節器簡化原理圖。

透過使用LTspice,我們可以清楚看到這兩種不同拓撲的輸入和輸出電流之間的差異。圖7顯示了降壓調節器的基本開迴路設計,用於將12 V輸入電壓轉換為3.3 V輸出電壓,為電阻負載R1提供1 A (3.3 W)電流。PWM D模組透過V2浮動電源實現,因為我們需要VGATE > VSOURCE為N通道MOSFET M1建立傳導。V2用作PULSE電壓源以實現0 V至5 V脈衝,該脈衝從模擬的時間0開始,在5 ns內從0 V轉換為5 V,再在5 ns內返回,TON為550 ns,而TP(完整切換週期)等於2 µs。

A buck regulator open-loop topology

圖7. 在1 A條件下從12 V轉換為3.3 V的降壓調節器開迴路拓撲——約3 W設計。

運行圖7中電路的模擬後,可以用探針探測L1和R1的電流。L1中的電流在充電和放電時呈三角形,這是因為M1根據TON(M1接通的時間)的時序和TOFF(M1斷開的時間)的時序切換。

L1電流以500 kHz切換頻率進行切換。可以看到,電感電流為交流+直流波形。它從最小值0.866 A(TOFF結束時)轉換為最大值1.144 A(TON結束時)。當交流訊號尋找阻抗最小的路徑時,電流的交流部分流過輸出電容C2的ESR。這個交流電以及C2的充電和放電會導致產生輸出電壓漣波,而直流電則流過R2。

透過比較電感電流在負載電流之上和之下形成的三角形狀,可以看到它們是相等的,簡單的代數計算顯示:

equation1

平均電感電流等於負載電流。

Buck topology—inductor current and load current simulation example

圖8. 降壓拓撲——電感電流和負載電流模擬示例。

搜索降壓調節器IC時,可以假設產品手冊顯示的是最大允許輸出電流,因為 IIN ≈ IOUT,但升壓拓撲的情形並非如此。

我們來看看圖9,圖中所示為0.275 A或約3.3 W時3.3 V至12 V輸出的開迴路升壓設計。此時,平均電感電流是多少?

Boost topology: 3.3 V to 12 V, approximately 3.3 W

圖9. 升壓拓撲:3.3 V至12 V,約3.3 W。

在圖10中,輸出電流是291 mA, I(R2)的直流軌跡——接近計算值。儘管模擬的負載電流為291 mA,模擬顯示電感電流的平均值為945 mA,峰值超過1 A。這是輸出電流的3.6倍多。在TON期間(M2接通的時間,且L2上有V3電壓),電感從最小值充電到最大值。在TON期間,D2斷開,負載電流由輸出電容提供。

LTspice simulation result for open-loop boost

圖10. 0.275 A時3.3 V至12 V的開環升壓的LTspice模擬結果。

在TON期間,電感與MOSFET串聯,因此流過輸入電感的任何電流都會流過開關。正因為如此,產品手冊規定了可流過開關的最大電流ISW。為新設計選擇升壓IC時,應該瞭解通過開關的最大預期電流。

Schematic during T<sub>ON</sub>

圖11. TON期間的原理圖:M2接通,V3與L2並聯,D2斷開。

例如,為以下應用選擇升壓調節器:

  • VIN = 12 V
  • VOUT = 48 V
  • IOUT = 0.15 A

為選擇正確的升壓調節器,需要找到平均輸入電流,這是在TON期間流過電感和MOSFET的電流。要找到此電流,可根據輸出功率和效率從輸出反向推導到輸入:

  • POUT = VOUT × IOUT = 48 V × 0.15 A = 7.2 W
  • 假設效率為0.85(如果有輸入和輸出參數與期望設計相似的效率曲線,則使用產品手冊中的值)。
  • PIN = POUT/效率 = 7.2 W/0.85 = 8.47 W
  • IIN_AV = 平均輸入電流。這是在導通時間內在電感和開關中流動的平均電流,透過PIN/VIN = 8.47 W/12 V = 0.7 A計算得出。
  • 同樣,IIN是平均電感電流,最大峰值電流將比IIN高1.15至1.20,從而提供30%至40%的漣波電流。因此, IPEAK = IIN × 1.2 = 0.7 A × 1.2 = 0.847 A。

VSW,電晶體最大允許電壓和操作週期限制

產品手冊中通常會規定IC的VIN範圍——建議範圍和絕對最大值。在產品手冊中,具有內部電源開關的升壓調節器可能產生的最高輸出電壓表示為其最大VSW額定值。如果您使用以外部MOSFET作為電源開關的升壓控制器,MOSFET產品手冊規定的VDS額定值就是限制最大輸出電壓的值。

例如,LT8330升壓調節器的輸入電壓範圍為3 V至40 V,絕對最大切換電壓為60 V,固定切換頻率為2 MHz。儘管60 V絕對最大切換電壓額定值使該部件能產生60 V升壓輸出,但最佳做法是保持低於這個值至少2 V。

輸出電壓也受操作週期的限制。最大和最小操作週期或許可在產品手冊中找到,也可以計算得出。透過使用LT8330從12 V轉換為48 V,CCM忽略二極體壓降獲得高轉換比,可從輸入和輸出電壓計算出操作週期:

  • D = (VO – VIN)/VO = (48 V – 12 V)/48 V = 0.75 或 75%
  • 檢查IC是否能在所需操作週期下工作。
  • IC最小操作週期計算公式如下:
  • DMIN = 最小 TON(MAX) × fSW(MAX)
  • IC最大操作週期計算公式如下:
  • DMAX = 1 – (最小 TOFF(MAX) × fSW(MAX))

最小TON和最小TOFF可在產品手冊的電氣特性表中找到。可使用該表中「最小值」、「類型」和「最大值」欄中的最大值。使用LT8330的公佈值和DMIN和DMAX等式,即可得出DMIN = 0.225,DMAX = 0.86。從結果可以看到,LT8330應能夠從12 V轉換為48 V,因為設計要求操作週期為0.75。

使用LTspice瞭解周邊應力

圖12中所示的原理圖實現了之前介紹的設計概念,在支援150 mA負載的12 V輸入到48 V輸出轉換器中採用LT8330。

The LT8330 used in a 12 V to 48 V converter for 150 mA load current

圖12. 12 V至48 V轉換器中用於150 mA負載電流的LT8330。

從LTspice模擬,我們可以繪製並測量多種參數。可幫助您選擇IC的參數,如圖13所示。

 Switch node plot on the graphical viewer in LTspice

圖13. LTspice中圖形檢視器上的切換節點圖。

VSW 和操作週期

運行模擬後,您可以將SW節點行為視為一個波形,瞭解切換期間電源開關上存在什麼電壓。為此,請將滑鼠懸停在SW節點上,使十字游標變成一個紅色電壓探針。點擊即可在波形檢視器上繪製切換節點行為。所得圖形對應於內部功率MOSFET的漏極。

正如預期,當MOSFET接通時,電壓電勢接近地,但更重要的是,在TOFF期間,MOSFET斷開,漏極電壓受輸出電壓和二極體壓降的影響。現在我們知道了MOSFET的VDS上的應力是多少。如果我們選擇了使用外部MOSFET作為電源開關的控制器設計,則所選MOSFET的VDS額定值應為60 V。

在LTspice波形檢視器中,可使用游標進行水平和垂直測量,類似於示波器上的游標。要調用游標,請點擊LTspice波形檢視器中的V(sw)標籤。這會將第一個游標附加到軌跡上,再次點擊可將第二個游標附加到同一軌跡上。或者,右擊此標籤,然後選擇給定探測軌跡所需的游標。使用這些游標可測量TON,並透過TON除以週期計算得出操作週期。

Measuring T<sub>ON</sub>

圖14. 測量TON以確認估算的操作週期。

TPERIOD = TON + TOFF = 1/fSW。之前,我們計算此值為75%或0.75。使用LTspice,得出的值約為373 ns。LT8330使用2 MHz的固定切換頻率,因此TP = 1/2e6 = 500 ns,操作週期為373 ns/500 ns = 0.746。

電感上的峰值電流和電壓

要為升壓應用選擇電感,需要瞭解電感是否能處理所要應對的電流和電壓——即峰值電感電流以及TON和TOFF電壓。這個也可以在LTspice中使用差分探針估算出。要對電感進行差分探測,請將滑鼠懸停在IN節點上,這時十字游標將變成一個紅色探針。點擊並拖動滑鼠至SW節點。游標顏色會變為黑色。停在第二個節點上時鬆開滑鼠。

在圖15中,在電感上對節點IN和SW之間的電壓進行差分探測。在TON期間,MOSFET導通,電感右側接地,而左側在VIN處,使得電感上的電壓在TON期間為12 V。在TOFF期間,MOSFET斷開,電感的右側置於48 V,而左側在TON期間在VIN處。由於差分探針從VIN中減去VSW,得到–36 V,但符號現在無關緊要。重要的是電感在12 V和36 V之間變化。

 Voltage and current through the inductor at steady state

圖15. 穩定狀態下通過電感的電壓和電流。

在TON期間,電感上的電壓吸取正di/dt,即藍色I(L1)圖的斜率。此軌跡的最大點是IPEAK,計算得出0.847 A。透過使用LTspice,可以看到峰值電流約為866 mA。

Measuring the inductor peak current

圖16. 測量電感峰值電流。

要正確選擇具有足夠額定電流(IR)和飽和電流(ISAT)的電感,一定要瞭解這個峰值電流。IR更多的是關於在規定電流下產生多少熱,而ISAT適用於調用短路保護的事件。如果使用具有內部MOSFET的調節器,(ISAT > 調節器限流值),並且控制器與外部MOSFET配合使用,則在觸發限流值時,(ISAT > 峰值電感值)。

務必注意,此處所述升壓拓撲的電感或二極體沒有限流值。如果開關未使用,或者IC斷開,則輸入和輸出之間有直接路徑。有些IC提供額外保護功能,如關斷時輸出斷開、浪湧電流限制,以及解決此直接輸入到輸出連接問題的其他功能——例如, LTC3122 和 LTC3539

為了提高效率,應使用具有低DCR(直流電阻)和低磁芯損耗的電感。電感產品手冊中標明瞭特定溫度下的DCR——它隨溫度上升,並具有容差。透過 PINDUCTOR_LOSS = IIN_AV² × DCR,可輕鬆計算出直流損耗,而交流損耗和磁芯損耗可在製造商的模擬或其他文檔中搜尋。LTspice可對功率求積分來計算出相關的功耗。為LTspice提供電感記錄的DCR和其他已知寄生參數可提高LTspice模擬精度。

通過二極體的電流和電壓

圖17顯示了二極體VSW,OUT上的模擬差分電壓、二極體正向電流I(D1)和電感電流I(L1)。當開關接通(TON期間)時,陽極接近地,陰極在輸出電壓處,因此二極體將反向偏置,暴露在其最大電壓(即VOUT;)下。第一項標準是,選擇VRRM(最大峰值重複反向電壓)高於VOUT的二極體。

Diode voltage and current along with the current in the inductor

圖17. 二極體電壓和電流以及電感中的電流。

電感的峰值電流在MOSFET關斷後、TOFF期間開始時流過二極體,因此二極體峰值電流與電感峰值電流相同。二極體產品手冊中包括一個稱為IFRM(重複峰值正向電流)的參數,以時長和操作週期指定。此參數通常比二極體能夠提供的平均電流要高。

模擬完成後,LTspice可對波形檢視器中所有波形求積分來得出rms和平均值,並使用同樣的計算方式,計算二極體將處理的平均電流。首先,放大您想求積分的波形部分——透過縮放可有效設定積分邊界。在本例中,您可以縮放以涵蓋大量穩定狀態週期(不是啟動或關斷)。要設定積分邊界,請拖動選擇一個穩定狀態的時間段並將滑鼠懸停在圖形名稱上。例如,圖18中所示的積分結果涵蓋0.75 ms,或超過1000個週期。游標會變成一個手形圖示。按CTRL鍵並點擊以調用波形檢視器的積分窗口。

Integration of diode current in steady state

圖18. 對穩定狀態下的二極體電流求積分可得到IF(AV)和I(RMS)值。

圖18中所示的積分對話方塊顯示通過二極體的平均電流為150 mA。此值應小於最大平均正向電流IF(AV),該電流是二極體產品手冊中在特定溫度下規定的規格值。

二極體功耗

二極體的功耗也可透過模擬計算。二極體產品手冊中指定了25°C下的總功耗PTOT(總功率)和結點至環境的熱阻RTH。在LTspice中,將游標懸停在二極體上,波形檢視器上便可顯示功耗。將游標懸停在分立式元件或電壓源上時,游標將變成電流探針。按ALT鍵可將游標變為溫度計,點擊可顯示二極體的模擬功耗。放大穩態操作,使用與前面所述的求二極體電流積分相同的程式求波形的積分。二極體功率容量包含二極體上的電壓和流過的電流。

Integration of power dissipated by the diode

圖19. 對二極體功耗求積分可得到平均功耗。

二極體的一些電容在其導通期間充電。當二極體不再導通時,必須放掉累積的電荷。這種阻尼電荷移動會導致功率損耗,因此建議選擇低電容值。此電容值隨二極體的反向電壓而變化,二極體產品手冊中應包括顯示此效應的圖形。此內部電容在二極體產品手冊中通常顯示為Cd,在LTspice資料庫中顯示為Cjo

使用低電容二極體放鬆了對最大反向恢復電流的要求,從而提高了效率。圖20顯示了關於恢復電流有關的內容。反向恢復中固有的功耗留給讀者做練習。

 Reverse recovery spike cause at the diode discharge

圖20. 二極體放電時產生反向恢復尖峰。該值越低,功耗越低。此電容隨電壓而變化。(a) 二極體反向恢復電流尖峰。(b) 放大二極體反向恢復電流尖峰。

結論

選擇升壓IC時,應從輸出開始。從所需的輸出電壓和負載電流反向推導以找到輸入功率,並將效率考慮在內。由此,確定平均和峰值輸入電流值。在升壓轉換器中,電感中流動的平均電流高於負載電流,使得IC選擇過程與降壓轉換器不同。為升壓轉換器選擇合適的額定元件需要瞭解調節器峰值和平均電壓與電流,使用LTspice可確定其值。