超低功耗高側精準電流感測

作者: ADI 應用工程師 Catherine Chang


介紹

精準量測高側(high-side)微安培電流需用到小阻值感測電阻,以及一個低偏移電壓放大器。LTC2063 零漂移放大器的最大輸入偏移僅5 µV,消耗電流僅1.4 µA,這些屬性使它適合用在超低功耗的精準高側電流感測電路,如圖1所示。

圖1. 精準高側電流感測電路,採用LTC2063零漂移放大器

這個電路僅用2.3 µA 至280 µA的供電電流,在100 µA 到250 mA 的動態範圍之間感測電流。LTC2063的超低偏移讓這個電路可搭配僅100 mΩ的分流電阻,藉以將最大分流電壓限制在僅25 mV。這個設計可把分流電阻的功耗降至最低,並讓負載可用的功率增到最大。 LTC2063的軌對軌輸入特性,讓這個電路僅需極小的負載電流就能運行,這種情況下輸入共模幾乎都在電源軌。LTC2063內建的電磁干擾濾波器能在充斥干擾源的環境中提供有效防護。

在特定感測電流下,這個電路的電壓輸出為:

equation1

零點(Zero Point)

電流感測解決方案有一項關鍵規格就是零點(zero point),或輸入端上的等效誤差電流,當沒有感測電流時所產生的輸出。零點通常取決於放大器的輸入偏移電壓除以RSENSE。LTC2063的低輸入偏移電壓通常為 1 µV,最大值為5 µV,低輸入偏置(bias)與偏移(offset)電流為1 pA 至3 pA,因此零點輸入參考誤差電流僅為10 µA (1 µV/0.1 Ω) ,或是 50 µA (5 µV/0.1 Ω) 最大值。如此低的誤差讓感測電路在額定範圍(100毫安培)一直到最低電流都維持線性,不會因解析度減低而使曲線斜率拉平,如圖2所示。結果是輸入電流與輸出電壓的關係圖,在整個電流感測範圍內都維持線性。

圖2. 一直到最下方的100 µA ISENSE.

另一個零點誤差來源是輸出端PMOS的零閘電壓汲極電流,或IDSS,這個寄生電流出現在非零 VDS ,其間 PMOS 是關斷 (|VGS| = 0)狀態。MOSFET若有高 IDSS漏電流,則會產生非零的 VOUT 正電壓而沒有 ISENSE

這個設計案中用的電晶體是Infineon公司的BSP322P,在|VDS| = 100 V時其上界 IDSS 為1 µA。 在這個應用中,室溫環境下BSP322P 的IDSS 一般在|VDS| = 100 V時為1 µA,當VDS = –7.6 V 時,IDSS僅為0.2 Na,產生僅1 µV誤差輸出,或在量測0 A 輸入電流時為100 nA等效輸入電流誤差。

架構

LT1389-4.096參考元件,加上自舉式驅動電路,內含M2、R2、以及D1,構成一個極低功耗的隔離式3V供電軌(4.096 V + M2的VTH,通常為–1 V),可讓LTC2063 不會看到絕對最大供電電壓5.5V。雖然串聯電阻足以應付偏壓電流,但使用M2電晶體後,不僅整體供電電壓可以更高,還能將供電高端部分的消耗電流限制在僅280 毫安培。.

精準度

LTC2063的輸入偏移電壓構成一個固定的輸入參考電流誤差,一般為10 µA。在250 毫安培全輸入範圍中,這樣的偏移僅會產生0.004%的誤差。在低端部分,100毫安培中的10 毫安培,代表10%的誤差。由於偏移為固定不變,因此可以藉由校正來消除。圖3顯示LTC2063的總偏移、不匹配的寄生熱電耦、以及任何寄生串聯輸入電阻,其值僅2µV

圖3. 在整個VSENSE電流範圍,4.5伏最低供電壓下,VIN 轉換至 VOUT V電壓。輸出偏移200.7 Μv,除以100.05 V/V電壓增益,得到RTI 輸入偏移為2 μV。

根據圖3顯示增益,100.05 V/V 為1.28 V/V,這要高於預期的增益值,原因來自ROUT 與 RIN 的實際值,或4.978 kΩ/50.4 Ω = 98.77 V/V。這個誤差可能來自LTC2063的輸入端與RSENSE之間出現大約500 mΩ 的串聯寄生電阻。

這個電路輸出部分其不確定性的主要來源就是雜訊,因此要縮減雜訊頻寬以及綜效雜訊,關鍵步驟就是對大型寄生電容進行濾波。當使用一個1.5 Hz的輸出濾波器時,LTC2063會增加約 2 µV 的p-p低頻輸入參考雜訊。若是把輸出盡可能平均分散至各時間點,即可進一步降低因雜訊造成的誤差。

這個電流感測電路的其他誤差來源還包括在LTC2063輸入端與RSENSE 串聯的電路板寄生電阻; 增益調節電阻RIN與 ROUTm的阻值公差; 增益調節電阻之間溫度係數的不匹配; 以及寄生熱電耦在運算放大器輸入端產生的電壓誤差。前三個誤差來源可利用Kelvin型4針腳感測電阻連至RSENSE來降低,以及使用擁有相近或較低溫度係數的0.1%電阻,置於RIN與ROUT之間的關鍵增益調節線路上。為了抵銷掉運算放大器輸入端的寄生熱電耦,R1用的金屬端子應該與RIN一致。在輸入端處,應盡可能避免非對稱的溫度梯度。

在整個2.5V輸出範圍中,這段章節討論的所有誤差來源如圖4所示。

圖4. 誤差百分比在整個讀數範圍維持在1.4%以下

供電電流

LT1389-4.096與LTC2063在連上最低VSUPPLY電壓與ISENSE 電流(4.5 V and 100 µA)時,要求的最低供電電流為2.3 µA,而在連上最大VSUPPLY 與 ISENSE (90 V and 250 mA)時,要求的最低供電電流則為280 µA,如圖5所示。除了主要元件消耗的電流外,M1的輸出電流也是由VSUPPLY 供應,它和輸出電壓成正比,範圍從1.0 mV 輸出 (100 µA ISENSE)的200 nA,一直到2.5 V 輸出 (250 mA ISENSE)的500 µA。因此,除了2.5 µA 到780 µA的ISENSE 外,ROUT 也會設在5 kΩ藉以達到合理的ADC驅動值。

圖5. 供電電流與供電電壓同步增加,但永遠不會超過280 μA

輸入電壓範圍

在這個架構中,最高供電的上限為|VDS| ,也是PMOS輸出能承受的數值。BSP322P的額定電壓為100 V,因此90 V是適合的工作電壓上限。

輸出範圍

由於這個設計能驅動一個5 kΩ負載,因此它適合驅動許多ADC元件。輸出電壓範圍為0至2.5V。此外因為LTC2063擁有軌對軌輸出,故閘極驅動上限取決於LTC2063的餘裕空間。在這個設計中一般都是3V,來源是LT1389-4.096的 4.096 V 再加上M2的-1V VTH電壓。

由於這個電路的輸出是一個電流,而不是電壓,因此接地或線路偏移並不會影響精準度。於是輸出端PMOS M1 與ROUT之間使用的冗長導線,允許RSENSE 能置於靠近要感測的電流附近,而ROUT 則可靠近ADC以及其他後續的訊號鏈階段。冗長導線的缺點則是提高電磁干擾的機率。ROUT 電阻的100 nF C3能將有害的電磁干擾在抵達下個階段輸入端之前有效阻隔。.

速度限制

由於LTC2063的增益頻寬乘積為20 kHz,因此建議採用這個電路來量測速度低於20Hz的訊號。與負載並聯的22 µF C2能濾除1.5 Hz的輸出雜訊,藉以改進精準度,以及保護後續階段免於遭遇突然的電流突波。這種濾波機制的代價則是安定時間比較長,尤其是在輸入電流範圍的最低端附近特別顯著。

總結

LTC2063超低的輸入偏移電壓、低IOFFSET 與 IBIAS電流、以及軌對軌輸入等特性,能在100 µA 到250 mA的整個電流範圍提供精準的電流量測能力。由於支援2 µA最大供電電流,在大多數工作條件範圍下電路能在遠低於280 毫安培的供電電流下運行。另外再加上 LTC2063對供電電壓的要求甚低,因此可從參考電壓線路的輸送低電流即可為其供電,甚至還有餘裕空間。