鎖定新一代導彈致動系統的無電刷直流馬達

作者: ADI 航太及防務部系統應用工程師 Charles Frick

由於成本攀升但客戶需求縮減,同時加上產品種類增多,軍武系統快速地與其他工程領域一樣面臨著成本受限的問題。為有效率地驅動與控制這些飛行彈藥,必須運用微型控制制動系統(CAS)來針對尾翼進行精準的微幅調整,以及調整經過彈體的氣流。以往這些系統都是採用氣壓或透過電刷直流馬達與齒輪箱進行驅動,但現代馬達在無電刷直流馬達(BLDC)在內所達致各方面的進步,使得業界已經能做出更小、更輕、更廉價、更有效率的CAS設計。然而,其所付出的代價,則是為了要驅動BLDC的三個相位,導致系統複雜度提高。

導致複雜度提高主要有下列幾項因素,第一,傳統電刷直流馬達只需要一個H電橋,而BLDC則需要3對MOSFET來驅動相位。這不僅增加小量的成本,還會額外佔用電路板空間。在驅動這些MOSFET時,必須注意避免讓短路電流(current shoot)通過,因為如果頂部與底部都同時導通就可能會導致MOSFET損壞。另外還要注意在脈衝調變(PWM)頂部與底部驅動線路之間插入的空白時間(dead time)。

從軟體的角度來看,一般電刷馬達可透過簡單的PID迴路加以控制,而無電刷直流馬達則需要更先進的迴路與換相(commutation)策略 - 通常是量測繞組電流、相電壓、轉子角度、以及速度。

無電刷直流馬達的構造

BLDC內含定子上的電磁鐵,以及可動轉子上的永久磁鐵。BLDC可以是內轉式(inrunner)(磁鐵位於線圈內)或外轉式(outrunner)(磁鐵位在線圈外)。圖1顯示BLDC內轉組件與外轉組件。在兩種類型中,都會有3個相位的導線環繞((U, V, W 或A, B, C)在定子的齒紋上。這些繞組(winding)會依特定順序進行激磁,藉以吸引與排拆永久磁鐵(標為紅/藍)

圖1. 內轉組件(Inrunner )vs. 外轉組件(outrunner)

由於標準的微處理器或DSP並沒有電流驅動力足以直接激磁線圈,因此通常會使用涉及MOSFET(每相位2個)的電力反相階段,以用來將來自控制介面的PWM驅動力轉換成驅動馬達所需的高電壓驅動力。

一般三相反相器(phase inverter)使用6個N-Channel MOSFETs (參見圖2上方),產生圖2底部所示的切換階段。另外還有多種切換階段沒有顯示在圖中: 001、010、011、以及101。這裡的1代表其中上方3個MOSFET其中一個被打開。這些階段對映到一個狀態空間表示式(state space representation),在圖3的6個感測器具有詳細的解說。藉由開啟與關閉這些開關,導入到繞組的電壓最高可達到2/3 × VDC。這種策略的自然延伸,就是針對每對MOSFET配置PWM。藉由改變PWM波形的工作週期,在繞組中產生的電壓就能生成種類眾多的電壓,實際數量端看PWM生成系統的解析度而定。

圖2. 三相轉換器反相器與切換階段

圖3. 狀態空間的開關代表式,從Sector I一直劃分到Sector VI

若沒有PWM,自然想到的換相策略就是直接依序激磁每對繞組(區塊(block)換相或六步換相)。在這項策略中,每次拉高一或兩個繞組的相位,其餘繞組的相位則壓低。藉由依序激磁相位,轉子上的磁鐵就會拉至每個相位,然後轉子開始旋轉。為判斷該激磁哪些相位,通常會在定子上每隔60電角度(electrical degree)設置一個霍爾效應感測器。霍爾效應感測器能偵測每個轉子磁鐵,並產生一個3位元數位序列,用來判斷下個換相區域。這種策略在低成本馬達控制系統運作得很好,但缺點是在低速下會有轉矩漣波(torque ripple)的問題。此外,轉矩漣波會造成噪音,而且若馬達用在定位/伺服等類型的應用則會產生位置誤差。

正弦波換相(Sinusoidal commutation)運作原理是讓定子電流對齊BLDC上定子的磁通量。這些電流的相位之間的相位差應為120度。永磁同步馬達(PMSM)類似BLDC,但需要一個正弦波電流來執行驅動。圖4的模塊圖顯示如何驅動一個永磁同步馬達。運用一個速度感測器進行簡單的速度控制,或是根據轉軸感測器與多個馬達參數進行推測。正弦驅動在低速時特別管用,但在高速時由於必須隨著速度提高而提高正弦波的頻率,也需要更高的電氣頻率。在更高的速度下,馬達需要更高的轉矩,這對導致相位電流出現延遲。要在更高速度下妥善控制,一般要導入相位超前(phase advances)才能讓轉矩與磁通向量相匹配。

圖4. PMSM的正弦波驅動

為克服這項問題,業界採用一種更先進的控制機制,稱為磁場導向控制(FOC)。和其他換相策略一樣,FOC也可以採取無感測器的模式,根據繞組產生的反電動勢(back-EMF),或是感測到的位置以及電流感測器來推算位置與速度。FOC的基礎是控制朝向馬達繞組的轉矩以及磁通量向量(flux vector)。這些向量的生成來自於馬達所需的速度輸入。

利用馬達的電氣與機械常數(慣性矩、摩擦系數、定子繞組的電感與電阻、以及反電動勢常數),圖5的PI迴路就能將所要的速度轉換成直流電數值。藉由控制馬達的電氣週期,這些數值就能轉換成轉子的參考座標系(reference frame)(圖6),進而利用派克轉換(Park transform)產生Vα 與Vβ 。FOC的下一步是把Vα 與Vβ 轉換成PWM數值,然後傳送到PWM反相器單元。這個過程通常會使用正弦波調變機制(SPWM)或空間向量調變(SVPWM或SVM)機制。

圖5. FOC 模塊圖.

圖6. FOC控制參數的轉換

如先前所述,藉由控制電力反相器內MOSFET的切換,就能產生一個空間向量表述式(representation),如圖3所示。鄰近單元向量之間的空間經過編碼,產生介於1到6的分區(sector),對應到電氣換相週期的6個切換分區。圖3的Sector 1放大圖如圖7所示。電壓向量VREF 是由電壓向量Vα 與Vβ組成,θ角則是Vd 除以Vq的反正切。圖7顯示使用兩個鄰近單元向量(V1 與V2)以及在每個狀態花一段特定的時間(對應到一個工作週期),就能推算出VREF 。這個工作週期的計算,可使用類似向量數學(參見圖8)的相關公式。

圖7. 狀態空間的Sector 1.

U, V, W 向量公式計算

圖8. 參考向量的Sector times.

從圖7的公式來看,PWM時間的推算,可使用正規化時間1.0(等於整個100%工作週期)減去Tn 與Tn+1。之後再透過額外的計算即可得到分區sector,如圖9所示。

圖9. Sector的判斷

算出工作週期並傳至控制器的PWM模組後,就已達到使用FOC進行開放迴路控制的目的。接下來必須整合回饋機制才能建構出閉路控制。如圖4所示,先量測三個繞組的電流,然後使用逆克拉克(inverse Clarke)與逆派克(inverse Park)轉換對三個繞組的電流進行量測與轉換。要量測這些電流,可使用多種不同的策略: 分流感測(shunt sensing)配合每個相繞組(phase winding); 在三個MOSFET底部與接地端之間設置一個低側分流器; 以及在每個MOSFET與接地端之間設置相位分流器; 或是在每個頂部MOSFET與VDC之間設置高側分流器。若設計受到成本限制,則使用兩個分流器搭配繞組將會是一種較好的量測方法,因為能直接量測兩個繞組電流。第三個電流可使用克希荷夫電流定律以及總和0的規則推算出來。這種方法額外的好處是電流可以在任何時間量測,不必侷限於MOSFET導通低部與頂部。在量測這些電流之後,可使用分流器系統可測到的最大電流,將量測數據正規化成[–1, +1]的範圍。

在位置與速度感測方面,可使用編碼器(相對型或絕對型)、霍爾效應感測器、檢出器(resolver)、或磁角感測器。不過依據感測器的解析度,有可能必須用到額外的位置與速度推算機制。不論哪種技術,量測到的角度都必須轉換成電角度,以便與制動轉子位置的換相進行同步化,以及執行轉子的轉換。角速度必須是已知數值,但這個數據通常維持為機械參數格式,以便對照所要的輸入速度。

在得到轉子的實際位置與速度後,再互換/逆向派克與克拉克轉換,把靜止定子參考座標系轉換成d, q參考座標系中的旋轉參考座標系,藉此轉換相位電流。電流與速度誤差經由PI迴路產生誤差向量,然後回饋到順向派克與克拉克轉換,這些控制程序都可以重複。

這些程序在多長時間可再重複? 得看各項馬達特徵而異。PWM頻率通常會避開可聽音波的頻率範圍(15 kHz 至30 kHz),免得馬達產生聲響共振。FOC和所需的控制迴路與建置在PWM中斷服務常式,讓PWM的新數據可供下一個PWM週期使用。然而這可能對FOC常式產生嚴苛的時序限制,因為花在為PWM中斷服務的時間,就無法用來服務控制處理器的其他部分(像是連結至PC程式的串列介面)。PWM頻率若為30 kHz,每個PWM的ISR僅有33.3 微秒的時間。因此每微秒都很重要! 另外還應注意盡可能減少正弦與餘弦以及其他浮點運算的運算負荷。一般的作法是將FOC常式壓低在可用PWM ISR時間的50%以下,讓處理器能服務其他像UART週邊元件,藉以服務像是改變要求速度或設定新位置等較不重要的任務。

選擇元件

實作FOC本身就已經相當複雜,因此選擇適合的元件有助於減少系統整合方面遭遇的額外難題。Analog Devices針對馬達控制訊號鏈提供多種元件。這些元件包括閘極驅動器、絕對角度與霍爾效應感測器、電流感測器、以及各種隔離產品。

圖10顯示馬達控制訊號鏈元件的模塊圖。從高階概念來看,BLDC轉軸位置與速度的感測使用 ADA4571 AMR 角度感測器以及 AD22151 磁場換能器(transducer)。相位繞組電流的量測,使用的是串聯電阻以及 AD8418 電流感測放大器來移除PWM共模電壓。 LTC2345-18 8× 18-bit ADC負責把感測器的6個類比電壓轉換成供微控制器使用的數位訊號。微控制器利用這些訊號來計算PWM占空比,然後再傳到硬體計時器。 LT1158 MOSFET驅動器扮演電力換能器(power inverter)中6個MOSFET的閘極驅動器。

圖10. 馬達控制訊號鏈的模塊圖

LT1158是一款整合式半橋N-Channel MOSFET驅動器。它可供應5至30伏直流電力,輸入端PWM波形邏輯可搜尋TTL或CMOS訊號。此外,PWM輸入會轉換成高側與低側MOSFET驅動訊號,而晶片則會自動置入一個調適空白時間(dead time)。這意謂著PWM頻率可機動變換,系統也會自動插入空白時間以保護MOSFET,防止短路電流通過,但卻不必修改PWM計時器的程式碼或暫存器。

圖11. LT1158 雙N-channel MOSFET 驅動器.

ADA4571 整合式非等向性磁阻(AMR)感測器能量測180度旋轉角度,誤差在0.5度內。在開啟溫度補償機制下,感測器可使用2.7至5伏電壓,消耗電流僅7毫安培。感測器輸出兩個類比正弦波(VSIN, VCOS),中間電壓為2.5伏(5伏電源)。一旦VSIN 與VCOS 數位化,它們即可透過一個簡單公式轉換成角度:

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圖12. ADA4571 AMR 感測器

若要量測360度絕對旋轉,可採用ADA4571 搭配一個線性輸出磁場(霍爾效應)感測器,如AD22151。AD22151設計成使用5V 電源,其輸出的電壓和封裝垂直方向磁場呈線性正比。在正常運行時,元件最多耗用10毫安培電流,並能偵測到雙極或單極的可變增益磁場。這個感測器的好處在於類比輸出電壓,可輕易加入到已量測類比數據的系統,如電流感測器或額外的類比角度感測器。AD22151置於和ADA4571維持垂直方向的位置,其輸出訊號可送至軟體,藉此感測轉軸徑向磁鐵的360度動作。

連同角度感測器,感測FOC需要精準量測經過BLDC的相位電流。AD8418是一款雙向零漂移電流感測放大器,適合執行這方面的任務。這款外接式分流放大器在操作溫度範圍內的增益為20 V/V,共模拒斥範圍為–2 V 至+70 V。這款放大器還能感測經過分流器的雙向電流,在為BLDC量測相位電流時特別有用。這款元件設計用來支援2.7至5伏特的電源電壓VS ,類比輸出電壓集中在VS/2。若是選用5伏特,則輸出可集中在2.5V伏,就像ADA4571一樣。

圖13. AD8418 電流感測器.

在類比輸出感測器方面,結果必須轉換成數位格式。雖然市面上已有眾多ADC產品,LTC2345特別適用在馬達控制,因為它擁有8個同步取樣通道。取樣為和轉換曲線的上升段進行同步。相位電流以及絕對角度感測器的輸出訊號,會與中央對齊PWM的時間進行同步。單一5伏電力不僅能簡化電源供應器的設計,而且消耗的電流仍低於20毫安培。獨立的數位邏輯輸出電壓讓LTC2345能連結較低電壓的微控制器、處理器、或FPGA。由於類比輸入範圍具有彈性,故能使用(IN–)類比輸入通道自動移除位置與電流感測器的2.5伏偏置。資料可使用LTC2345的時脈,利用可變時脈的SDO輸出,視所需的取樣吞吐量選用適合的時脈。

圖14. LTC2345 模塊圖.

總結

隨著BLDC在控制制動系統日趨普及,使得業界需要更先進的演算法、感測器、以及驅動電路。正弦波與FOC兩種換相策略能精準控制無電刷直流馬達。兩種策略都需要精準量測BLDC轉子角度,但若沒有適合的元件,這些量測工作會很難進行。幸運的是,ADA4571 與AD22151能簡化這方面的量測工作。而LT1158 為BLDC的3個相位簡化 PWM 驅動電路,主要可藉由減少PWM線路以及省略空白時間的計算。AD8418則簡化繞組電流的作業,另外LTC2345則能輕易對多個類比感測器的輸出訊號進行數位化與同步化。這些元件只是Analog Devices馬達控制應用產品的一小部分,歡迎 瀏覽 Analog Devices 官網 瞭解更多詳細資訊以及獲得設計的協助。

References

1Shiyoung Lee. "A Comparison Study of the Commutation Methods for the Three-Phase Permanent Magnet Brushless DC Motor." 2009.

2Danielle Collins. "FAQ: What Is Sinusoidal Commutation for DC Motors?" Motion Control Tips.

3Jin-Woo Jung. "Project #2 Space Vector PWM Inverter." Ohio State University, February 2005.

Author

chas-frick

Charles Frick

Charles Frick is a system applications engineer within the Aerospace & Defense group in Greensboro, NC. Prior to ADI, Chas received a two bachelors of Science degrees in robotics and electrical engineering from Worcester Polytechnic Institute in 2016. Since joining ADI two years ago, he has worked on PCB design, embedded C code, MATLAB GUIs, Python test automation and version control systems. Outside of work, Chas can most likely be found at the rock climbing gym, the roller skating rink or helping out with FIRST robotics.