運用整合式雙向橋接元件與雙RMS功率偵測器量測射頻功率與回波損耗

作者: Eamon Nash 及 Eberhard Brunner

定向耦合器被廣泛運用在各種應用中,主要可用來偵測射頻功率,它們可能出現在訊號鏈的多個位置。在本文中,我們將探討Analog Devices推出的新元件 ADL5920,其結合了寬頻定向橋式耦合器,內含兩個rms響應感測器,採用5 mm x mm 表面黏著封裝。這款元件提供許多大幅超越傳統分立式定向耦合器的優勢,傳統元件必須在尺吋與頻寬之間做取捨,特別是頻率低於1 GHz的元件。

In-line 射頻功率與回波損耗的量測通常採用定向耦合器與射頻功率偵測器進行建置。

如圖1所示,無線電或測試與量測應用中,採用雙向耦合器來監視發送與反射的射頻功率。有時候還必須在電路中嵌入射頻功率監視元件,像是必須在兩個或更多來源之間切換,然後連到發送通道(使用射頻開關或外部線路)

Figure 1
圖1. 在射頻訊號鏈中量測前向與反射功率

定向耦合器在導向性方面具有寶貴的特性 – 也就是有能力分辨入射與反射的射頻功率。入射射頻訊號會經過前向通道耦合器傳遞到負載線路(如圖2所示),小部分的射頻功率(通常比入射訊號強度低10 dB至20 dB)經耦合後脫離並驅動射頻偵測器。偵測到前向與反射功率之後,再使用和前向通道耦合器相反方向的第二個耦合器。兩個偵測器的輸出電壓訊號會分別和前向與反向射頻功率的位準成正比。

Figure 2
圖2. 典型射頻功率量測系統使用定向式耦合器與射頻偵測器

表面黏著封裝的定向耦合器必須在頻寬與尺吋兩者之間作取捨。擁有一個倍頻程(octave)頻率覆蓋率的雙向式定向耦合器(即FMAX 等於兩倍FMIN)通常封裝可作到6 mm2的小尺吋,而寬頻連接器化(connectorized)定向耦合器則擁有多倍頻程(multioctave)的頻率覆蓋率,但其體積則遠大於表面黏著封裝的定向耦合器。

Figure 3
圖3. 連結器化(Connectorized)定向耦合器、表面黏著定向耦合器、以及ADL5920 整合式IC,內含定向橋與雙rms偵測器

圖3 顯示ADL5920的評估板,一個新射頻功率偵測子系統,具備60 dB偵測範圍,採用 5 mm x 5 mm的MLF封裝(ADL5920 IC 位於兩側接頭之間)。圖4顯示ADL5920的模塊圖表

Figure 4
圖4. ADL5920 模塊圖表.

不同於使用定向耦合器感測順向與反射訊號,ADL5920採用一種專利式導向橋技術,以達成寬頻傳輸及精小的晶片內部訊號耦合。為了瞭解定向橋如何運作,我們首先必須退回一步來看看惠斯登電橋。

惠斯登電橋

定向橋的概念是基於惠斯登電橋(如圖5所示),在平衡時產生的差動電壓為零。在一個惠斯登電橋中,底部兩個電阻其中一個是可變電阻(R2),另外兩個(R1與R3)則是固定電阻。電橋中總共有4個電阻 – 包括R1、R2、R3、以及Rx – 其中Rx的電阻未知。如果R1 = R3,那麼R2就等於Rx,輸出電壓VOUT = 0 伏特。電橋平衡的條件是當可變電阻調至正確的數值,使得電橋左側與右側的電壓比值相同,而產生VOUT的差分感測節點之間則會產生零伏特的差分訊號。

Figure 5
圖5. 惠斯登電橋

單向電橋

圖6是單向電橋的示意圖,它解釋了這類元件的基本運作模式。首先要提的是定向電橋必須針對特定Zo 進行設計,另外其插入損耗已降至最低。如果RS = RL = R = 50 歐姆,電橋的感測電阻為5歐姆,這在插入損耗(小於1 dB)與訊號感測之間是很好的折衷。回到負載計算ROUT 求得50歐姆的埠阻抗,而計算RIN 則得到50.8歐姆的埠阻抗 (|Γ| = 0.008; RL = –42 dB; VSWR = 1.016)。如果訊號施於RFIP,那麼由於RIN ~50 歐姆,RFIP的電壓約為訊源電壓的一半。如果我們假設RFIP的電壓等於1伏特,那麼RFOP的電壓就會約為0.902伏特。

這個電壓會進一步減弱到10/11 = 0.909,差分放大器的負輸入為0.82伏特,產生的差分電壓(1 – 0.82) = 0.18 伏特。這個電橋的有效順向耦合因數(Cpl)為

Equation 1

電橋的平衡意謂當訊號施予逆向(RFOP往RFIP),VFWD偵測器(或Cpl埠)理想狀態下會看到零差分電壓,但如果訊號施於順向方向(RFIP往RFOP)則會看到最大訊號。想要在這種結構中獲得最大的導向性,最重要的就屬精準電阻,因此整合這類元件能發揮顯著功效。

在一個雙向橋中,為了計算回波損耗而須判斷隔離效果,我們需要翻倒元件,把輸入訊號施予RFOP。在這種狀況,電橋達到平衡,差分放大器的增性與減性輸入兩者相等,比值都是0.909= (10R/(10R + R) = (R/(R+0.1R)),造成差分電壓(V+ minus V–) = 0伏特。

Figure 6
圖6. 單向電橋簡圖.

雙向電橋

圖7是一個雙向電橋的簡圖,其與ADL5920使用的電橋很類似。在50歐姆環境中,R的單位電阻等於50歐姆。因此電橋的感測電阻值為5歐姆,而兩個分流器網路(shunt-networks)電阻約為1.1 kΩ。

由於這是一個對稱式網路,因此輸入與輸出電阻RIN 和ROUT相同,都接近50歐姆,而RS 與RL 也都等於50歐姆。

當訊源與負載阻抗都是50歐姆,內部網路的歐姆分析告訴我們VFWD遠大於VREV。在現實應用中,這對應到訊源到負載的最大功率傳輸。結果會使反射功率極小,進而產生極小的VREV

接著考慮如果RL 無限大(開路)或零(短路負載)。在兩種情況中,如果重複進行歐姆分析,我們會發現VFWD與VREV大約相等。對應到真實世界系統,一個開路或短路負載會導致順向與反射功率相同。以下針對這些情況做細部的分析。

Figure 7
圖7. 雙向電橋簡圖

電壓駐波比與反射係數

網路分析中的全面錯誤分析,不僅過於複雜而且超出本文的探討範圍,但這裡我們簡單歸納幾點基本概念。這方面有個很好的資源,就是Marki Microwave所撰寫的應用指南《導向性與電壓駐波比之量測》1

要描述傳輸線中的電壓與電流,行進波(Traveling waves)是相當重要的觀念,因為它們是位置與時間的函數。傳輸線路的電壓與電流包含順向行進波與逆向行進波,這些行進波是距離x的函數。2

Equation 2

Equation 3

在公式2與公式3中,V+(x)代表傳向負載的電壓波,而 V–(x)則代表因阻抗不匹配而從負載反射回來的電壓波,Z0 是傳輸線的特性阻抗。在無損耗的傳輸線中,Z0 的計算公式為:

Equation 4

傳輸線最常見的Z0 為50歐姆。如果傳輸線以特性阻抗作為終端機制(terminated),對於50歐姆訊源而言就像是一條無限長的傳輸線,因為任何電壓波經過傳輸線時都不會產生任何反射,一般這類反射都會在訊源或傳輸線上的任何一點偵測到。然而,如果負載不是剛好50歐姆,在傳輸線各處就會產生駐波然後被偵測到,這種駐波的強度由電壓駐波比(VSWR)決定。

反射係數的定義為:

Equation 5

這裡的Γ0 是負載反射係數,而γ 則是傳輸線的傳播常數。

Equation 6

Equation 7

Equation 8

R、L、G、C 分別代表單位長度傳輸線的電阻、電感、電導、以及電容

回波損耗(RL)是反射係數(Γ)的負值,單位為dB。這裡要特別提出來,因為很多人經常會搞混反射係數和回波損耗,甚至相反誤用。

Equation 9

回波損耗(RL)是反射係數(Γ)的負值,單位為dB。這裡要特別提出來,因為很多人經常會搞混反射係數和回波損耗,甚至相反誤用。

Equation 10

這個公式經常運用在天線設計。VSWR、RL、以及Γ0 的關係如下:

Equation 11

Equation 12

Equation 13

公式14 與公式15分別代表駐波電壓的最大值與最小值。VSWR的定義為訊號波最大電壓與最小電壓的比值。傳輸線上的尖峰與最小電壓為

Equation 14

Equation 15

舉例來說,在一條50歐姆的傳輸線中,如果順向行進波電壓訊號的尖峰振幅A=1,線路和完美負載匹配,而|Γ0| = 0,如此就不會有駐波(VSWR = 1.00),線路上的尖峰電壓A=1。然而,如果RLOAD 為100 Ω 或25 Ω,那麼|Γ0| = 0.333,RL = 9.542 Db,而VSWR = 2.00,進一步可推算出 |V(x)|max = 1.333 而|V(x)|min = 0.666。

圖8是圖7的複品,但圖中顯示的訊號是預設的順向組態,其行進功率波反映出參考層(reference plane)位於負載。在低頻率時,相比物理結構與電壓而言波長偏長,而電流則是同相位(in phase),我們可以根據歐姆定律來分析電路。

Figure 8
圖8. 雙向電橋有訊號時的簡圖

圖中的連結埠為RFIP的輸入埠(Port 1); RFOP的輸出埠(Port 2); VFWD 的耦合埠; 以及VREV的隔離埠(Port 4)。由於結構有對稱性,因此當訊號在ZL 出現反射或施以到RFOP,這些連結埠就會翻轉(reversed)。

在匹配負載狀況中,產生電壓連結到Port 1 (RFIP),ZS = ZL = Z0 = R = 50 歐姆

Equation 16

 

Equation 17

 

而VL/VS+ 為插入損耗,LI或IL,其單位為dB

 

Equation 18

 

主線路電阻0.1 × R兩側上兩個分流器腳(shunt legs)的衰減因數為

 

Equation 19

 

圖8所示|VREV| 與|VFWD|數值的公式顯示這些電壓的數值,這些電壓在順向方向傳送一個訊號。在簡化示意圖中,這些公式反映出由於在33 dB的隔離埠出現非理想拒斥,這些公式呈現導向性的根本性極限。

 

Equation 20

 

從圖8中我們可看到雙向電橋在線性域(linear domain)的導向性其公式為

 

Equation 21

 

公式顯示要提高導向性,α必須等於插入損耗LI

在晶片方面,尖峰導向性通常優於簡圖中所顯示(圖9)

若ZL 不等於ZO,如同一般狀況,耦合與隔離埠電壓的複雜公式如下

 

Equation 22

 

 

Equation 23

 

這裡的VS+ 是Port 1 (節點VS)的順向電壓,而VL– 則是從Port 2 (節點VL)反射回來的電壓。Θ 為反射訊號的未知相位

 

Equation 24

 

在公式 (24) 中,把VL– 替換成公式 (22) 與 (23) ,然後用公式(21)簡化結果,再加上

 

Equation 25

 

結果就是複雜的輸出電壓

 

Equation 26

 

 

Equation 27

 

從公式(26)與公式(27),我們可觀察到 DL>>1,

 

Equation 28

 

在ADL5920裡,VREV與VFWD的電壓透過兩個60 dB範圍的線性增益 (linear-in-dB)rms偵測器對應到電壓VRMSR與VRMSF,兩者數值分別為(VISO/VSLP) 與 (VCPL/VSLP),其單位為dB。因此元件VDIFF 的差分輸出以dB為單位的數值則為

 

Equation 29

 

在VSLP,偵測器斜率約為60 mV/dB.

在公式(28)中使用公式(29)的電壓對dB對映

 

Equation 30

 

在公式30中套用公式9可得到

 

Equation 31

 

 

Equation 32

 

 

Figure 9
圖9. ADL5920 導向性對比頻率。輸出位準為 20 dBm.

 

圖10 顯示在ADL5920朝順向方向驅動時,順向功率感測rms偵測器的響應。每個軌跡對應到施以特定功率位準的輸出電壓對比頻率。上圖在10 MHz截止,運作頻率最低到9 kHz。在圖11中,相同的資料表示成輸出電壓對比輸入功率,每個軌跡代表一個不同頻率

 

Figure 10
圖10. 順向通道偵測器在多個輸入功率位準上的典型輸出電壓對比頻率

 

 

Figure 11
圖11. 順向通道偵測器在多個頻率上的典型輸出電壓對比輸入功率

 

當ADL5920的RFOUT 接腳用一個50歐姆電阻做好終端機制,就不會有反射訊號。因此,逆向通道偵測器不會記錄到任何偵測逆向功率。但由於電路的導向性是非理想狀況,加上滾降(roll off)對比頻率的關係,因此在逆向通道上會偵測到一些訊號。圖12顯示在順向通道與逆向通道上,於500 MHz量測到的電壓,這裡的RFIN 為掃頻(swept),而RFOUT 則是以50歐姆電阻做好終端機制。這些線路的垂直向隔離,直接對應到電橋的導向性。

 

Figure 12
圖12. VRMSF 與VRMSR輸出電壓對比在500 MHz的輸入功率,在500 MHz時橋接元件是由以50 歐姆阻抗傳送的RFIN 與RFOUT 所驅動

 

圖13 顯示在量測順向功率時改變負載所產生的效應。定義功率位準施予RFIN 輸入,而RFOUT 上負載的回波損耗就從0 dB變成20 dB。一如預期,當回波損耗在10 dB到20 dB的範圍,功率量測的精準度都相當好。但當回波損耗降至10 dB以下,功率量測的誤差就會開始增高。這裡要注意的是0 dB的回波損耗,誤差仍維持在1 dB的範圍。

 

Figure 13
圖13. 量測到的順向功率對比施予功率以及負載的回波損耗,在1 GHz進行量測

 

在圖14中,ADL5920用來量測負載的回波損耗,也是在1 GHz量測。一個已知的回波損耗施予RFOUT 埠。量測出VRMSF 與VRMSR之後,再倒退測算(back calculated)回波損耗。

 

Figure 14
圖14. 量測到的回波損耗對比施予的回波損耗以及射頻功率,在1 GHz進行量測

 

這個圖中有幾點要提。第一,可以看到ADL5920有能力量測回波損耗,反映出回波損耗改善的程度。這是因為裝置的導向性。第二,注意到量測精準度會隨著驅動功率下降而衰退。這是因為ADL5920內建rms偵測器其有限度的偵測範圍以及靈敏度。第三點則是線路顯著的漣波效應。這是因為每次量測都是在一個回波損耗相位上進行。如果在所有回波損耗相位上重複進行量測,從得到的一系列曲線就能看出何者的垂直寬度大約等於漣波的垂直寬度。

應用

由於能夠量測inline射頻功率與回波損耗,ADL5920在許多應用中都相當實用。其小尺吋意謂著它能直接置入許多電路,對空間不會產生太多衝擊。常見的應用包括電路內射頻功率監視,其射頻功率位準最高可達到30 dBm,在這類應用中插入損耗並不嚴重。回波損耗的量測功能通常用在必須監視射頻負載的應用。一般會用一個簡單電路來檢查天線沒有受損或折斷(災難性失效)。另外,ADL5920還能用來在材料分析應用中量測純量回波損耗。這方面最適合用在頻率低於2.5 GHz的場合,其導向性(以及量測精準度)通常大於15 dB。

如圖15所示,ADL5920提供兩種用來評測的形式。圖左顯示傳統評估板,偵測器輸出電壓會傳至晶片接腳以及SMA接頭。另外,這款評估板還內含一個校正通道,能用來校正FR4板卡的插入損耗

圖右顯示一塊更令人感興趣的評估板,內含一個4通道12位元ADC轉換器(AD7091R-4)。這款評估板插入到Analog Devices的SDP-S USB介面板,所附的PC軟體能用來計算射頻功率與回波損耗,並內含基本功率校正常式。

 

Figure 15
圖15. ADL5920 評估板選項

 

參考資料

Doug Jorgesen and Christopher Marki. Directivity and VSWR Measurements: Understanding Return Loss Measurements. Marki Microwave, 2012.

Guillermo Gonzalez. Microwave Transistor Amplifiers Analysis and Design. Prentice-Hall, 1984.

Eamon Nash. "Understanding, Operating, and Interfacing to Integrated Diode-Based RF Detectors." Analog Devices, Inc., November 2015.

Acknowledgements

We would like to thank Steve Boyle for thoughtful discussions and constructive inputs, and Rob Hicks for creation of the evaluation board. Furthermore, we are forever indebted to Peter Kearney for all his measurements.


Authors

Eamon Nash

Eamon Nash

Eamon Nash is an applications engineering manager in Analog Devices' RF Products Group. He has worked at Analog Devices for over 20 years, first as a field applications engineer covering mixed signal and DSP products, then as an applications engineer specializing in discrete RF components for wireless applications.

Eberhard Brunner

Eberhard Brunner

Eberhard Brunner is a senior design engineer at Analog Devices, with a B.S.E.E. from UC Berkeley (1988) and an M.S.E.E. from Oregon Graduate Institute (1995). He is also an alumnus of Santa Clara University. After graduation from UC Berkeley, he worked for Harris Farinon, a microwave radio company, as a modem design engineer. In 1991 he moved to Oregon and joined Analog Devices' northwest labs, reporting to ADI Fellow Barrie Gilbert. Since this time, he has worked as a technician and applications engineer, in product engineering support, marketing, and mostly design. His areas of expertise are in nonlinear analog design, RF power detection, medical imaging, and microwave design. He currently works in the Power over Ethernet (PoE) design group in Santa Barbara, CA. He has 10 issued patents.