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放大器输入保护...福兮祸兮?

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作者:John Ardizzoni


当今的许多高速运算放大器都具有片上输入保护。在大多数情况下,这种保护对用户是透明的;但在某些应用中,这种保护可能是电路的致命弱点。本文讨论输入保护需求、实现及其潜在的缺点。本文还给出利用具有输入保护功能放大器的替代方案与电路方案。

高速运算放大器的输入保护有多种形式,其中共模过压保护、静电放电 (ESD)保护、输入差分对保护是一些常见的保护。共模过压保护主要限制输入电压,使之符合放大器的安全工作电压范围;静电放电保护二极管是放大器避免静电、静电感应以及其他静电放电事件的影响。这些片上二极管都与放大器输入、输出以及电源轨相连,这就起到保护放大器的作用,因为静电放电电流流经电源与旁路电容器,而不是通过敏感的有源电路。

运算放大器输入电压的突然变化可以使输出差分对的偏置反向, 带来潜在的缺陷导致延迟,增加输入偏置电流,并增加偏移电压。通过限制基射结电压,可以保护差分输入级免受损害。在某些较高速的硅过程中,基极-发射极击穿电压(BVEBO)可以低至2~3 V。击穿电压与过程速度(process speed)成反比,因此,过程越快,击穿电压越低。为了可靠运行,必须避免差分对基射结偏置的反向。

作为电压跟随器配置时,放大器最容易受到输入级损害。实际(非理想的)放大器输出不能对输入端的变化瞬间做出相应。输出不能跟踪输入意味着差分对基射结可能受到具有潜在危害的反向偏置过压条件的影响。图1给出这个原理。放大器的输入与具有±3V输出电压范围的脉冲发生器相连。为了便于讨论,假设脉冲发生器的上升时间与下降时间都比放大器的传播延迟小得多。当脉冲发生器从–3 V转换为+3 V时,放大器输入非常迅速改变,而输出变化则不这么迅速,在晶体管Q2产生5.3 V 反向偏置。由于晶体管额定击穿电压为2~3 V,因此需要输入保护。

图1. 放大器输入电压的迅速转换将给晶体管Q2带来具有潜在危害的反向偏置
图1. 放大器输入电压的迅速转换将给晶体管Q2带来具有潜在危害的反向偏置

这个保护非常简单,只要在放大器输入端增加一对背对背二极管(D1与D2)即可,如图2所示。由于有了二极管D1与D2,Q1与Q2的电压摆动就局限在±0.8V,远低于基极-发射极击穿电压。过程速度越低,击穿电压越高,因此为了提高阈值电压,可以增加更多的串联二极管。例如,如果某个过程的击穿电压是4 V,利用3个串联二极管可能使阈值降低为2.1 V。对于速度非常低的过程,反向击穿电压将足够高,从而可以省却输入保护。为什么不使用一串独立的二极管呢?输入保护的一个缺点是二极管限制了输入电压,因此影响给转换速率带来不利影响。高速工作时不希望这种特性。

图2. 背对背二极管通过限制电压摆动而保护晶体管Q2
图2. 背对背二极管通过限制电压摆动而保护晶体管Q2

在大多数情况下,输入保护利大于弊。不过,在极少数情况下,输入保护可能带来不希望的结果。例如,考虑一个断电但有信号输入的放大器。信号振幅在数百毫伏以内时不会出现问题,但是如果信号振幅大于400 mV,就可能遇到问题。由于输入信号较大,输入保护二极管(D1与D2)将成为正向偏压的。输入和输出之间通过到负载的反馈电阻器形成信号路径,如图3所示。信号大小取决于输入信号的振幅与频率。

图3. 端电时运算放大器中的输入保护二极管可能将输入信号耦合到输出端
图3. 断电时运算放大器中的输入保护二极管可能将输入信号耦合到输出端

利用增益为+1的AD8021可以说明这一原理。如同前面的介绍,在AD8021放大器输入之间包含两个内置背对背二极管。图4给出测试电路。为了进行测试,在输入端加入200 mVpp(–10 dBm)与2 Vpp (+10 dBm)信号。信号从300 kHz到100 MHz之间变化。图5给出截止状态隔离度(off isolation)结果。在10 MHz时,200 mV信号的截止状态隔离度大约是–50 dB。对于2-Vpp信号,保护二极管完全开通。输入信号的大部分被反馈至输出,截止状态隔离度仅为–29 dB。在要求高级别截止状态隔离度的雷达探测等多路复用中,这将非常有害。

图4. 截止状态隔离度测试电路
图4. 截止状态隔离度测试电路

图5. 具有+10 dBm与-10 dBm输入信号的AD8021截止状态隔离度
图5. 具有+10 dBm与-10 dBm输入信号的AD8021截止状态隔离度

为了解决这一问题,首先尽量选择具有较高差分电压额定值的放大器。遗憾的是,放大器的选择可能还会考虑其他诸多参数(但差分输入保护不是其中的参数)。放大器数据表中绝对最大额定值的选择通常表明其最大差分输入电压。如果性能指标小于±Vs,则提供某些内置输入保护。电压越低,电路表现出截止状态隔离度的可能就越大。表1给出所选放大器的差分电压额定值。

表1 所选高速运算放大器的最大差分电压额定值

型号 最大差分电压( V )
AD8021 ±0.8
AD8007 ±1
ADA4899,AD8010, AD8036,AD8037 ±1.2
AD8027,AD8029,AD8099 ±1.8
AD8055,AD8014,AD8051 ±2.5
AD8023,AD8024 ±3
AD8031,AD8041 ±3.4
AD8005 ±3.5
AD8057,AD8038,AD8000 ±4
AD826 ±6
AD845,AD8061,AD8003, AD8045,ADA4860 ±Vs

对AD8038高速放大器反复进行截至状态隔离度测试,其差分电压额定值为±4 V,是AD8021的5倍。输入电压额定值越大,意味着需要较大的信号使输入保护二极管正向偏置。从图6可以看出:在10 MHz工作时,对于放大器输入端2-Vpp信号,AD8038的截至状态隔离度为–57 dB,比AD8021的截至状态隔离度高28dB。

图6. +10 dBm输入信号时AD8021与AD8038的截止状态隔离度
图6. +10 dBm输入信号时AD8021与AD8038的截止状态隔离度

如果指定放大器具有较低的差分输入电压额定值,在不同配置中应用它可能有所帮助。电压跟随器具有最高的馈串。一个较好的方案是在具有增益的非反相配置中使用放大器。反馈电阻器构成具有负载的除法器,它对输出端的馈串信号进行衰减。反馈阻值越高,衰减结果就越明显。不过,不要将反馈电阻器增加得太多,因为这可能增加噪声与偏移电压,而且在某些情况下,还可能降低稳定性。图7对输入为2-Vpp、增益分别为+1与+2时,AD8021放大器截至状态隔离度进行了比较。从图7中可以看出,增益为+2配置时,截至状态隔离度比电压跟踪器配置时高6dB。

图7. 增益为+1与+2时AD8021的截止状态隔离度
图7. 增益为+1与+2时AD8021的截止状态隔离度

更戏剧性的方法是在放大器输出端采用模拟开关,如ADG701。ADG701能够完全隔离放大器输出与负载,确保10 MHz时截止状态隔离度大约在–55 dB,相当于200 mVpp输入信号时AD8021的截止状态隔离度。当设计需要具有关键交流参数、但不具有足够的差分输入电压额定值的放大器时,增加开关是一个不错的选择。

在大多数情况下,包含内置输入保护的放大器没有使用问题。然而,在少数情况下,输入保护可能确实带来问题。如果出现这种情况,首先检查最大差分输入电压指标。如果其值较低,考虑利用具有较高最大差分输入电压额定值的放大器、改变电路拓扑结构或者增加开关。这些方案都可以降低馈串量,并提高截止状态隔离度。

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