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第44卷

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新型高分辨率乘法DAC擅长处理交流信号

作者:Liam Riordan

简介
所有数模转换器(DAC)都提供与数字设置增益和所施加基准 电压之积成比例的输出。乘法DAC与固定基准电压DAC不 同,因为它可以将高分辨率数字设置增益应用施加到可变带宽 模拟信号上。本文将讨论电阻梯乘法DAC及其对交流信号处 理应用的适用性。

基本原理
1974年ADI公司推出世界首款(10 位)CMOS IC乘法DAC 以来,ADI公司就一直是乘法DAC设计与生产的领先者。它们 采用一个具有适当带宽的放大器,利用一个切换式R-2R梯和 一个片内反馈电阻实现了调整交流增益或可变直流基准电压 输入信号增益的简单方法,从而用DAC取代了典型反相运算 放大器级的输入和反馈电阻(图 1)。数字调整电阻梯和片内 反馈电阻一起,提供与数字输入成比例的增益(D/2n ),使RDAC起 到了可变输入电阻的作用。

图 1. 反相增益配置

乘法DAC的市场发展迅速,历经数代更新,产品的分辨率、 精度和速度有了大幅提升,增加了各种数字存储功能、串行通 信选项,尺寸和成本大大降低并且每个芯片上还可以配置额外的DAC。最新一代的乘法DAC提供理想的构建模块,用于控 制可变直流或快速交流电压信号的增益。

电阻(R-2R)梯用于运算放大器反馈电路,提供数字控制电流, 电流经 RFB转换成输出电压。放大器以低阻抗提供此输出。基 准电压输入具有恒定的对地电阻R。图 2 显示了该工作原理。 图 2a中,源电流VREF/R转换成输出电压。放大器以低阻抗提供此输出。基 准电压输入具有恒定的对地电阻R。图 2 显示了该工作原理。 图 2a中,源电流IOUT1或导引至地(一般称IOUT2)。同理,剩余电流的一半由开关S2 导引……如此类推。如果开关由一个 数字字D(S1 是MSB)激活,则流经RFB (=R)的IOUT1端电流之 和为 D × 2–n × VREF/R。此配置的重要优势包括:可最大程度地 降低瞬态,因为开关在地和虚地之间切换;RFB与梯形电阻片内匹配,具备出色的温度跟踪性能。

图 2. a) R-2R梯原理;b) 乘法DAC,VOUT = 0 to −VREF.

数字字D给出的数值范围取决于所用的器件。ADI公司的部 分AD545x/AD554x系列乘法DAC的D值范围(第一象限)如下:

8位 AD5450 0 至 255
10位 AD5451 0 至 1,023
12位 AD5452 0 至 4,095
14位 AD5453 0 至 16,383
16位 AD5543 0 至 65,535

提高增益
对于输出电压必须大于VIN的应用,可通过在DAC级后面增加外部放大器来提高增益;或者只需通过衰减反馈电压在单级中实现,如图 3 所示。所示近似值对R2||R3<<RFBR2R3 应具有相似的温度系数,但如果R2||R3RFB相比较小,则其无需与DAC的温度系数相匹配。

图 3. 提高乘法 DAC 的增益

正输出
要产生正电压输出,可以使用一个外部反相运算放大器电路来 另外反转输入或输出。 一些乘法DAC内置非专用匹配电阻(具 有跟踪温度系数),因此只需额外连接一个运算放大器(图 4 中的 A2)即可获得正输出,这个额外的运算放大器可以是一 个双通道器件内的配套运算放大器。

如果要求差分输出,则需要两个额外的运算放大器。请访问www.analog.com/CN-0143,Circuits from the Lab® CN-0143 查看完整的详细信息。

图 4. 乘法DAC, VOUT = 0 to VREF。AD5415、AD5405、AD5546/AD5556、AD5547/AD5557 内置此处所示的非专用电阻

图 5. 单端-差分

稳定性问题
图 2 和图 3 中显示的一个重要元件是补偿电容(C1)。电阻梯的输出电容加上放大器的输入电容及任何杂散电容,会在开环响应中产生极点——这会在环路闭合时引起振铃或不稳定。为了补偿这一点,通常与DAC的内部RFB并联连接一个外部反馈电容C1。如果C1值过小,会在输出端产生过冲或振铃,而值过大 则会过分降低系统带宽。DAC的内部输出电容随码而变化,因此C1很难确定精确值。根据以下等式可计算出其最佳近似 值:

其中GBW是运算放大器的最小信号单位增益带宽乘积,CO是 DAC的输出电容。

信号调理的关键 M-DAC规格
乘法带宽:
增益为–3 dB时的基准电压输入频率。对于给定器件,它与幅度和选择的补偿电容呈函数关系。图 6 所示为可以使最高12 MHz的信号相乘的电流输出DAC AD5544、AD5554或AD545x的乘法带宽坐标图。配套的低功耗运算放大器 AD8038具备350 MHz带宽, 可确保该运算放大器在此范围内不会引起明显的动态误差。

图 6. 乘法带宽

模拟总谐波失真(THD):乘法波形信号中谐波成分的数学表达。 它近似等于DAC输出的前四个谐波(V2, V3, V4,和V5)之均方根 和与基波值V1(如图7所示)的对数比,计算公式如下:

图 7. 谐波失真分量

乘法馈通误差:DAC的数字输入全部为0时,由基准电压输入至DAC输出的容性馈通所致的误差。理想情况下,一直到最低有效位DB0,每下降一位,增益便降低6 dB(图 8)。 不过,对于较低的位,容性馈通影响增益的频率更高。这一点 从较低位尾部上翘的平坦曲线可以看出。例如,14位DAC的DB2处,所有频率的理想增益应为–72 dB,但由于馈通效应,1MHz时的实际增益为–66 dB。

图 8. 乘法馈通误差

选择正确的运算放大器
乘法DAC电路性能非常依赖于所选运算放大器的能力,从而 在电阻梯输出端保持零电压,并实现电流电压转换。要实现最 佳的直流精度,重要的是要选择具有低失调电压和偏置电流的运算放大器,以保持误差与DAC的分辨率相当。详细的运算 放大器技术规格参见器件数据手册。

对于基准电压输入为较高速信号的应用,需要一个带宽较宽、 压摆率较高的运算放大器,以免削弱信号。一个运算放大器电路的增益-带宽受反馈网络的阻抗水平和增益配置限制。要确定所需的GBW,一种可行的方式是选择–3 dB带宽(10 倍于基准信号频率)的运算放大器。

必须考虑运算放大器的压摆率规格,以限制高频大信号的失真。对于AD54xx和AD55xx系列,压摆率为100 V/µs的运算放大器一般就够了。

表 1 列出了可供乘法应用选择的运算放大器。

表 1. 适用的 ADI 公司高速运算放大器

产品型号
电源电压
(V)
BW (–3-dB)
(MHz)
压摆率
(V/µs)
最大VOS
(µV)
最大IB
(nA)
封装
AD8065
5 至 24
145
180
1500
0.006
SOIC-8, SOT-23-5
AD8066
5 至 24
145
180
1500
0.006
SOIC-8, MSOP-8
AD8021
5 至 24
490
120
1000
10,500
SOIC-8, MSOP-8
AD8038
3 至 12
350
425
3000
750
SOIC-8, SC70-5
ADA4899
5 至 12
600
310
35
100
LFCSP-8, SOIC-8
AD8057
3 至 12
325
1000
5000
500
SOT-23-5, SOIC-8
AD8058
3 至 12
325
850
5000
500
SOIC-8, MSOP-8
AD8061
2.7 至 8
320
650
6000
350
SOT-23-5, SOIC-8
AD8062
2.7 至 8
320
650
6000
350
SOIC-8, MSOP-8
AD9631
±3 至 ±6
320
1300
10,000
7000
SOIC-8, PDIP-8

查找适合的 DAC
欲了解可以查看M-DAC的数模转换器产品选型表,请访问 www.analog.com/zh/digital-to-analog-converters/da-converters/products/index.html.

结论
自首款CMOS M-DAC问世以来的近40年间,相关器件不断更新换代,许多新的功能特性层出不穷,性能持续提升,成本和尺寸则大幅缩减。我们的高分辨率、14位/16位电流输出DAC产品系列AD55xx的最新性能改进包括:

  • 积分非线性(INL)性能提高,±1 LSB
  • 模拟THD和乘法馈通降低——乘法带宽增加
  • 数字信号THD降低;可变基准电压(直流)应用的中间电平突波和数字馈通降低。

进一步阅读

  1. Kester, Walt, The Data Conversion Handbook(2005)Newnes(Elsevier).
关于作者

Liam Riordan [liam.riordan@analog.com]于 2004年加入ADI公司,任职于爱尔兰利默里克的精密转换器应用部门,他拥有科克大学电子工程学士学位。
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